Hva med noen chipamper?
- Trådstarter Asbjørn
- Startdato
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Bare en oppvarmingsøvelse. Burde vel egentlig pensjonere meg for å få tid til alle hobbyprosjektene som står i kø.
Litt mer lytteinntrykk: Merkbar og nyttig reduksjon i bakgrunnsstøy. Støygulvet ut av høyttalerne falt med minst 10 dB. Det var i høyeste laget med UcD’ene, men nå måtte jeg legge øret helt inntil for å høre at forsterkerne sto på.
Etter enda litt mer lytting opplever jeg litt mindre «edge» i lyden fra NCore enn fra UcD. Litt mindre imponator og drama, litt mer «matter of fact» uten påtatte fakter. Kanskje - det er avdelingen for små ting, dette. Reduksjonen i støygulv er derimot ingen småting, men klasseforskjell når man er i nærheten av høyttalerne. Den forbedringen alene var verdt byttet. Og Bifrôst får enda lavere støygulv enn NCore.
Lufte/kjølekonseptet ser ut til å fungere som tenkt. Det kommer en varm luftstrøm opp gjennom luftehullene over SMPS’ene, samtidig som den også trekker inn kjølig luft ovenfra i bakenden av kabinettet. Har ikke målt driftstemperatur, men etter flere timer var forsterkeren bare litt lunken. No problem.
Et par andre refleksjoner: Jeg liker virkelig ikke layouten på NCore-kortene. Strøm, signal og output inn på samme side, så man må trekke kabler over kortet uansett hvordan man vender på det. Høyttalerterminalene er ille. De er forgylt kinastål av billigste sort, og med stjerneskruer som ikke passer med noen kjent skrutrekker. Den ene var skrudd så hardt fast fra fabrikk at jeg greide å ødelegge skruesporet før jeg hadde fått den løs. Måtte bore opp skruen og bruke ekstraktor («grispikk») for å få den ut. Litt spennende å bruke såpass stumpe redskaper på et kretskort med overflatemonterte komponenter. Deretter skar jeg nytt stjernespor med Dremelen. Magnetisk stål, ja. Dessuten var skruene litt for korte, slik at det var mulig å skru dem helt ut av gjengene på platen under. Da ble det litt fiklete å få platen på plass igjen og entre skruen på nytt. Det gikk jo, det også, men jeg hadde foretrukket vanlige 6,3 mm Faston som på UcD’ene fremfor disse klemmene. Det er absolutt mulig å lage noe som er bedre enn NCore, og ikke bare mht THD+N.
De NCore-forsterkerne fungerer helt utmerket, de. Siden man er ingeniør utløser det selvsagt to tanker nokså umiddelbart:
1. Hvordan virker de, egentlig?
2. Hvordan kan jeg lage noe enda bedre?
Etter å ha fundert enda litt mer over loop gain-grafen i NCore technology whitepaper tror jeg at jeg omsider forstår hvordan den fjerdeordens feedback-sløyfen fungerer.
Det der er nokså sikkert en andreordens integrator i drivertrinnet og en andreordens kompensasjon i feedback-sløyfen rundt MOSFET'ene, tilsammen en fjerdeordens feedback-sløyfe.
Men vi kan jo legge på andreordens kompensasjon begge steder, vi også, og ende opp med en sjetteordens feedback-sløyfe med litt mer NFB enn NCore, selv ved 20 kHz, og langt mer enn en vanlig 21x chipamp/gainclone rett fra databladet.
Her har jeg ikke lagt inn en så markert dip i loop gain som NCore har ved 70 kHz, men bruker det andreordens filteret i feedback-kretsen bare til å finjustere fasevinkel og gain over 1 MHz for bedre stabilitet. Det verste er at tingen ser dønn stabil ut i simuleringen også.Sist redigert:
Stabilitetskriteriene er fasemargin til -180 grader ved 0 dB loop gain, eventuelt loop gain ved -180 graders fasedreining. Det viser seg at den sjetteordens varianten med inverterende drivertrinn og 90 dB NFB rundt 4-5 kHz har 85 grader fasemargin og 23 dB gainmargin. Det er omtrent som en vanlig chipamp rett fra databladet. Fasedreiningen er nokså konstant 90-100 grader i hele området fra 500 kHz til 2 MHz. Her er også det ekstra bidraget fra andreordens feedback i ytre sløyfe synlig som en liten boost i fase rundt 1 MHz, enslags offergave til parasittiske kapasitanser som ellers ville dra ned fasemarginen i dette området. Over det går fasen selvsagt rett vest, men da har det inverterende drivertrinnet med tilhørende andreordens lavpassfilter allerede drevet loop gain til minus mange dB.
Lokal feedback rundt utgangstrinnet kommer i tillegg til dette i kurven for error gain over. Effekten på THD+N blir den samme om NFB er "global" eller "lokal", men det kan gjøre en del forskjell for stabiliteten.
Jeg begynner å føle at jeg kanskje har lært noe i løpet av denne tråden.Sist redigert:Oppgradering av måleutstyr
Prosjektet har stått stille lenge nå og det er på tide å få gjort noe mer.
Det har vist seg at måleutstyret mitt er helt i grenseland av å klare å måle den lave forvrengningen i Bifrôst.
For å kunne gjøre kontrollerte målinger bør måleutstyret ha kun en brøkdel av forvrengningen til det man skal måle. Måleistrumentet vi har brukt (R&S UPV) har en egen tilleggsmodul med low noise signalgenerator som i følge databladet skal ha en THD på lavere enn 120dB ved 1kHz
Analysatoren kan i følge databladet måle ned til under -155dB
Kobler jeg generatoren rett i analysatoren (loopback) ser vi at forvrengningen ligger på -125dB. Det er grunn til å anta at dette skyldes generatoren. Det er bedre enn databladet, men altså ikke bra nok for å kunne måle Bifrôst nøyaktig.
Å lage noe bedre selv er ikke rett frem, så jeg har bestilt en oscillator fra en kar i Litauen som hevder klarer å levere en ren sinus på 1kHz 2,7V med THD på under -150dB. Ved å mate dette inn i Bifrôst kan vi måle på utgangen og se hvor mye forvrengning Bifrôst bidrar med.
For kunne se på kun de harmoniske forvrengningskomponentene må 1kHz tonen filtreres ut. UPV kan gjøre dette, men jeg ville også lage en egen versjon som tunes til oscillatorens frekvens. Jeg har derfor laget et notch filter som gjør dette.
Det finnes et par forskjellige måter å gjøre dette på, men jeg havnet på Twin-T konfigurasjonen med aktiv feedback. Denne topologien er vanskeligere å justere og er mer følsom for komponentvariasjoner men har også større potensiale til å lage et filter som lager en dypere notch.
For å holde støyen i kretsløpet så lav som mulig kan ikke motstandene i notch filteret ha for stor verdi. Støygulvet i opampen jeg bruker (OPA4134) tilsvarer støyen til en 2k motstand. Ved å velge kondensatorer på 100nF holdes motstandsverdiene til rundt 1,6k per stykk for et notch filter på 1kHz.
I stedet for å kjøpe dyre presisjonskondensatorer er det billigere å kjøpe 100 kondensatorer og matche de selv. Man trenger to som er helt like og en som er akkurat dobbelt så stor som de to andre.
100 stk. filmkondiser på 100nF gikk derfor gjennom en test der jeg målte kapasitansen ved 1kHz.
Avviket fra 100nF lå som forventet på ca. 3% blant de jeg målte, men jeg fant to stykker som var på 99,22nF og 99,24nF. Et avvik på kun 0,02%.
I tillegg fant jeg to på 99,30nF og 99,04nF som til sammen blir 198,34nF. Et avvik på kun 0,06%. Så nøyaktige kondensatorer får men ikke kjøpt.
I stedet for å kjøpe presisjonsmotstander er det bedre å bruke vanlige motstander og koble potmetre i serie. Filteret blir i tillegg da justerbart til forskjellige frekvenser rundt 1kHz. Alle resistanser har dermed et mutiturn potmetre i serie.
Slik ser kretsen ut.
På utgangen har jeg brukt en opamp for å kunne heve nivået igjen med et valgbart gain slik at det blir lettere å gjøre målinger med instrumenter som ikke er så nøyaktige ved lave spenninger. Det blir en avveiing i forhold til støygulv i måleoppsettet.
Med potmeter RV4 kan jeg justere Q faktoren. Det er viktig å velge en Q som ikke demper 2 harmonisk for mye. Jeg valgte en Q som gir kun -0,5dB på 2kHz slik at ikke målingene blir "pyntet på".
Slik ser filteret ut.
Målinger:
Slik ble responsen:
Ved 2kHz er dempingen kun 0,5dB
For å se bunnen på notch filteret måler jeg her bare fra 993Hz til 995Hz:
Vi ser bunnen med denne justeringen ligger på -72dB. Dvs. at input-spenningen er dempet nesten 4000 ganger akkurat ved 993,6Hz.
Det vil nå være lett å se eventuelle 2 og høyere harmoniske med stor nøyaktighet selv med et enkelt oscilloscop som har innebygget spektrumsanalysator. F.eks picoscop. Det vil antakelig være nødvendig å øke gain på det siste trinnet med ganske mye hvis man bruker et billig scop med høyt støygulv.
Nå er det bare å vente på oscillatoren og håpe at den lever opp til forventningen
Jeg regner med at du kjenner til Bob Cordell? Var også noen artikler i gamle WW for å bygge en superrein oscillator... men husker ikke spec på den..
Vi også.
Første forsøk ble rimelig bra etter en redning på målstreken fra Armands side, andre forsøk greide vi aldri å få stabilt, og nå har vi store forhåpninger til tredje forsøk. Det har også vært mange iterasjoner mellom som bare ble simulert, ikke bygget. Vi er på versjonsnummer 0.19 nå. Generelt har vi gått til et nytt versjonsnummer når vi har gjort endringer i topologien, ikke bare endret komponentverdier. Jeg har ikke tall på hvor mange kombinasjoner av komponentverdier som har blitt simulert i Scilab og Spice.
Krysser fingrene.GBW sjekk
For å gå litt mer systematisk til verks ville vi gjerne vite hva Gain BandWitdh (GBW) er på chippene vi har.
I databladet står det følgende for LM4780:
Det er et rimelig stort sprang fra 2MHz til 8MHz og dette påvirker kraftig modellen Asbjørn bruker for å beregne komponentverdier som skal gi oss optimaliserte fasemarginer.
Jeg har derfor målt dette ved å sette sammen en forsterker med gain på 1501 ganger (64dB)
Når man har så høyt gain vil båndbredden til forsterkeren bli mye lavere, og ved å måle når signalet har falt med 3dB kan man beregne GBW ut i fra en enkel formel: GBW=GAIN*f ("f" er frekvensen der signalet har falt 3dB)
Her er et sweep av forsterkeren som for anledningen altså har 64dB gain:
Vi ser at ved 5,85kHz så har signalet falt 3dB (fra 7dB til 4dB). Vi har dermed informasjonen vi trenger for å beregne GBW.
GBW = 1501*5850 = 8,8MHz
Dette er litt mer enn maksimumverdiene i databladet. Stor båndbredde er som regel bra saker, men det er viktig at feedbackkretsløpet er tilpasset. Vi har nå litt mer kjøtt på beinet når vi skal velge komponenter i neste versjon som skal loddes sammen snart.Test av siste versjon Bifrôst
Jeg har koplet opp en versjon av Bifrôst som ser lovende ut. Den er fremdeles bare i SE mode, men leverer bra data.
IMD:
Skal lodde litt i morgen og prøve å få opp forsterkeren balansert. Den kommer forhåpentligvis til å måle enda bedre da.
Det der ser veldig lovende ut. Andre- og tredjeordens begge ved -114-116 dB, så femte- og sjetteordens ved ca -125 dB og støygulv ved -135 dB. Det er ved 19+20 kHz IMD med en halv forsterker i drift. Da er vi allerede i nokså eksklusivt selskap. Og den var stabil. Yay!
Jeg tipper at den balanserte versjonen vil redusere støygulvet og de likeordens komponentene enda litt mer. Ved 3-8 kHz er det dessuten enda 30 dB mer NFB som vil hive seg over forvrengningskomponentene av en 1 kHz testtone, også for de oddeordens som viser seg ved 16-18 kHz her, så jeg tenker at signalkilden din fortsatt skal få litt å bryne seg på.
Det kan også være interessant å se IMD av 1 kHz + 5,5 kHz ved 1 W, siden det er en mer realistisk representasjon av frekvensene i et musikksignal eller en menneskestemme gjengitt ved realistiske signalnivåer. Ihvertfall mener Linkwitz det: Distortion. Den vil nok også ligge ned mot grensen for hva som lar seg måle.
Det er forresten litt interessant å se at den fjerdeordens forvrengningskomponenten som «burde» dukket opp ved 2 kHz her bare ikke eksisterer, selv ikke i single ended utgave. Den var heller ikke der i første prototype, men jeg er ikke sikker på hva det er i kretsen som eliminerer den så totalt.Sist redigert:
Har dere testet IMD med lav og høy frekvens, f.eks SMTPE IMD 60Hz + 7kHz 4:1? Dette en målemetode som er mer "realistisk" lignende musikk i energiprofil.Bifrôst virker !!
Begge kanalene er i drift. jeg har koblet opp den andre i dag, og den yter likt som den i går.
Ved å kjøre balansert firedobler vi potensielt effekten og kansellerer forvrengning. Jeg har testet den opp til 108W og forvrengningen er så lav at måleutstyret mitt klarer ikke henge med. De "hakkene" dere ser i målingene er måleutstyret som bytter måleområde.
Jeg er ganske sikker på at forvrengningen faktisk er lavere enn det vi ser nå.
Jeg slenger ut en måling før jeg stikker ut å bader. Skal måle mer senere.
100W med THD+N på 0,0004%. Hypex NC400 har 0,001%Modding av kretskort
Av de rundt 50 komponentene som inngår i forsterkerens kretsløp er det ikke mange av komponentene som sitter på samme plass som på første versjon av kretskortet. Lurer på om det er rundt 8-10 stykker ...
Resten må moddes. Baner må kuttes og motstander og kondiser loddes på høykant og på tvers der det er plass og noen ganger med tråder i mellom. Minner meg om en gammel rørforsterker.
Asbjørn er ikke grei med mange av komponentverdiene som tyter ut av simuleringene hans heller. Tror han at jeg har hele E96 rekka med low noise, thin film, 0,1% 0805 motstander ???
F.eks måtte en motstand lages slik:
og loddes på slik:
Kortet ser nå slik ut på over og underside og er ikke akkurat noe som oser kvalitet... Heldigvis blåser elektronene i hvordan det ser ut
Dette er målt uten notch-filter ja. Kun R&S UPV Audio analyzer med dennes innebyggede notch-filter.
Low noise oscillatoren jeg har kjøpt er på vei i posten og det blir spennende å se om denne holder det den lover.Hei Armand
Imponerende ! Jeg mener, at det virker med så mange modifiseringer (og med smd-komponenter ! ) Og at det i tillegg måler så bra !
Det ser jo ikke ut i måneskinn, men likevel, det virker...….utrolig godt jobba !
Blir spennende å se kretsen med ny layout av kortet og nye målinger når du får den nye Low noise oscillatoren
Mvh.
Johnny
For deg som jobber med kvalitetskontroll av 14 lags kretskort med SMD komponenter må det være et mareritt å se slike bilder. Håper jeg ikke har ødelagt nattesøvnen.Hei Armand
Imponerende ! Jeg mener, at det virker med så mange modifiseringer (og med smd-komponenter ! ) Og at det i tillegg måler så bra !
Det ser jo ikke ut i måneskinn, men likevel, det virker...….utrolig godt jobba !
Blir spennende å se kretsen med ny layout av kortet og nye målinger når du får den nye Low noise oscillatoren
Mvh.
Johnny
Fantastisk arbeid. Det er et lite mirakel at du fikk det der til å virke, og med så bra ytelse i tillegg.
Ja, jeg trodde du hadde skuffer fulle av alle tenkelige og utenkelige komponentverdier, men jeg forsøkte i det minste å holde meg til sånt som eksisterer.
Hei
18-lags, om jeg får be Men, det er snart en saga blott Nave'r fra 1.1 2019 ? Stor sjangse for det......
Nattesøvnen går meget bra, ble bare så utrolig imponert at det virker med så mange smd-modder
Vask det med litt isopropanol, og det er "good to go"
Mvh.
JohnnyIMD og SMPTE
IMD måling av nær klipping:
Hver tone spilles med et nivå på 15,8V rms. Hver tone spilles dermed med en effekt på 31W (8 ohm).
Summen av de to vil da bli 62W.
Som vi ser av bølgeformen under så vil spenningen på den meste være ca. 41V peak. Det er 29V rms. I en 8 ohms last er dette 105W.
John Atkinson i Stereophile snakker om 100W peak i sine målinger. Min måling under må da være 105W peak og 62W rms??
Uansett så er dette rimelig bra saker.
Her er samme spektrum fra Boulder 2150 til ned nette sum av 800.000 kroner!
Riktignok med 200W effekt.
Her er en måling av SMPTE 60Hz 7kHz 4:1. 60Hz er filtrert bort:
Jeg er litt usikker på denne målingen også. Må lese bruksanvisningen. -102.3dB i forhold til hva? Kan det være det summen av moduleringene fra 60Hz i forhold til 7kHz? Er det noen som har målingen fra andre forsterkere?
EDIT: Teksten på nederste bildet er feil. Dette er ikke SE, men balansert. 0dB er ikke 10W men 3W. Som vi ser av bølgeformen og RMS målingen øverst i bildet så spilles 60Hz samtidig med 20V rms (50W)Sist redigert:Low distortion adventures
Etter en del om og men fant jeg ut at notch filteret jeg hadde laget for en stund siden ikke var optimalt. De kondensatorene jeg hadde brukt var ikke gode nok og ga forvrengning som ødela for målingene. I dag ble hele filteret bygd om til å bruke C0G kondiser i stedet. I samme slengen bygde jeg det også slik at man kan velge å kunne brukes passivt ved hjelp av et par jumpere. Når ting må lages der og da blir det ikke særlig pent, men det virker.
Å gå fra PET filmkondiser til C0G hjalp mye. Jeg visste at PET ikke var optimalt, men at det skulle være såpass ille var overraskende. Cyril Bateman gikk langt i å finne forskjeller på kondesatorer og etter litt finlesing har han kommentert at det kan være stor forskjell på PET. Det optimale er polyester kondiser, men de er dyre og ikke så greie å få tak i. C0G er ikke langt bak. De som vil lære alt som er verdt å vite om kondiser kan begynne her: https://linearaudio.nl/cyril-batemans-capacitor-sound-articles
Målinger av oscillatoren med 2V utsignal ga meg nå med det modifiserte notchfilteret dette resultatet:
Merk at her er andre harmoniske 10dB for lav på grunn av at jeg kjørte notch filteret passivt. Det demper da 10dB ved 2kHz. 3de ordens er 5dB for lav. Med 2V signal ligger den reelle andre ordens dermed på -153,5 +10 -6 = -149,5dB. Det er ganske så bra!
Problemet er at Bifrôst er balansert og oscillatoren er SE. Den hadde også litt lav gain. En OPA1632 opamp med differensiell utgang ble dermed loddet på undersiden av oscillatoren.
Dessverre er ikke OPA1632 perfekt og med gain på 6dB fikk jeg litt økt forvrengning. Spesielt 3 ordens gikk opp en del.
Andre ordens ligger på -145 +10 - 6 = -141dB. Tredje på -136,5 +5 -6 = -137,5dB. Dette er allikevel godkjent og er nok lavere enn det Bifrôst klarer å levere.
Nå med ny målerigg kalibrert og testet er det tid for å se hva Bifrôst egentlig klarer.
Oscillator med differensiell utgang driver Bifrôst og på utgangen sitter notch-filteret som fjerner 1kHz tonen som oscillatoren lager. Målet er at forsterkeren skal tilføre så lite som mulig. Slik ble det med 10V ut. (13W)
Vi ser at amplituden ved 1kHz som egentlig er 10V nå ligger på 873uV. Notch-filteret har dempet signalet med 81dB og det blir mye lettere for måleinstrumentet å måle overharmoniske med stor nøyaktighet.
Vi ser at andre ordens ligger på -116dBV. Ved å legge til 10dB som notch-filteret fjernet ved 2kHz havner vi på -106dB. Siden signalet er 10V (+20dBV) blir svaret: -126dB
Ny test ved 20V ut (50W) ga også andre ordens på -126dB.
Jeg hadde håpet at vi skulle komme enda lengre ned, men dette er også godkjent. Man skal koble til svært bra signalkilder før Bifrôst kødder med signalet.
Jeg kjørte en test til uten notch filter denne gangen for å sjekke om måleinstrumentet vil gi samme resultat da.
Her ser vi at både andre og tredje ordens forvrengning ligger på -126dB. Total THD ligger på respektable 0,000071%
Vi er ikke ferdige enda, denne øvelsen var mest for å verifisere måleutstyret før vi gå videre. Det gjenstår fremdeles en del komponent-testing og stabilitetstesting før vi kan si oss ferdig. Men det begynner å ligne på noe
Støygulv på -143 dB tilsvarer en oppløsning på 23,75 bits. I en effektforsterker som leverte 50 W ut da målingen ble gjort. Bare nevner det i forbifarten.
Den målingen var forøvrig riktig interessant. Støygulvet er enda lavere enn jeg hadde håpet på. Forvrengningsspektrumet med bare andre- og tredjeordens forvrengning er klokkerent. Tidligere har vi sett at fjerdeordens forsvinner, men her er også femteordens og alt høyere enn det begravd i støygulvet (ved -143 dB...).
Som kjent er "konvensjonell audiofil visdom" at NFB er djevelens eget verk fordi det påstås å redusere lavereordens forvrengning og i stedet øke andelen høyereordens. Det er det klassiske "måler bedre, låter verre"-argumentet. Denne versjonen av kretsen har ca 101 dB NFB ved 1 kHz og 99 dB ved 3 kHz. Se på Armands graf ovenfor og tenk over den en gang til.
Til sammenligning, et "benchmark" i form av Benchmark AHB2: https://www.stereophile.com/content/benchmark-media-systems-ahb2-power-amplifier-measurements. Den testen sier også litt om hvor vanskelig det er å måle forvrengning på så lave nivåer som dette.
Neurochrome Mod-86 er en single ended kompositt rundt en LM3886 med respektable ytelser: https://www.neurochrome.com/modulus-86/
Disse to har litt andre kretsløsninger enn Bifrôst. AHB2 bruker en patentert feed-forward-løsning, mens kretsdiagrammet for Mod-86 ikke er publisert. Så vidt jeg kan forstå fra beskrivelser på nett bruker Mod-86 en tredjeordens kontrollsløyfe med et ikke-inverterende drivertrinn. Hypex nCore har forresten en fjerdeordens kontrollsløyfe og Halcro's patent beskriver en tredjeordens i audiobåndet. Kontrollsløyfen i Bifrôst er sjetteordens med et inverterende drivertrinn som i sin tur er balansert brokoblet. Ikke at det er noe mål i seg selv å ha høyest orden på polynomene i transferfunksjonen. Men vi har det.
Det er nok fortsatt litt å gå på med å få den lavereordens forvrengningen enda litt ned, men det der kommer ingen noensinne til å kunne høre. Jo, dette begynner så absolutt å ligne på noe.Sist redigert:
Neida. Jeg bruker en relativt tung batteridrill som last.
Neida, alle tester blir gjort med denne lasten. Som regel koblet som 8 ohm, men kan kobles som 4 og 2 også. Det er 32 stk 100W effektmotstander på en heatsink med vifte. Bifrôst klarer såvidt å få lunk i den. På heatsinken til Bifrôst bruker jeg en vifte for å holde temperaturen under kontroll.
Vi må nesten gi den nye signalkilden litt å bryne seg på. Armand argumenterte så overbevisende for OPA1612 at jeg ville forsøke den. Det var ikke helt trivielt ettersom den har så lav støy at den behøver ganske lave impedanser rundt seg for å unngå at alt domineres av den termiske støyen fra motstandene i feedback-nettverket, samtidig som det er grenser for hvor mye strøm opampen vil gi fra seg som tilsier at impedansene ikke kan bli for lave heller. Dessuten har den et bipolart inngangstrinn med litt biasstrøm som må avledes. En konsekvens var at inngangsfiltret heller burde bygges som Multiple Feedback enn Sallen-Key. Det viste seg heldigvis at TINA-TI har ganske bra støtte også for støyanalyser, så det var mulig å teste ut etterhvert uten å måtte lodde for hver iterasjon.
Med et par OPA1612 i stedet for LME49740 og forsøksvis optimaliserte impedanser og gainstrukturer gikk integrert støy 20 - 20000 Hz ned fra 166 uV til 25.7 uV. Det er 16 dB ned fra nivået Armand nettopp målte. Støytettheten som funksjon av frekvens ble også interessant:
I den kurven blir vårt forsøk på "noise shaping" ganske tydelig. Det er her sentrert på ca 6.5 kHz for å stemme med vektingskurven i ITU-R 468, litt høyere enn hva en Fletcher-Munson equal loudness contour skulle tilsi. Forskjellen er at ITU beskriver ørets følsomhet for bredbåndet støy, F-M for enkelttoner. Her er nok ITU mest relevant. (Noise shaping i DAC’er er gjerne sentrert på 4 kHz.)
For å sette tallene i litt perspektiv: De 66.5 nV/rHz på utgangene rundt 3-4 kHz tilsvarer ganske nøyaktig nivået på den termiske støyen ved 25 grader i en 2700 ohm motstand over inngangene på en støyfri forsterker med 10x gain (eller over endene på en 270 kOhm motstand uten noen forsterker der i det hele tatt). Denne tingen blir ikke veldig bråkete.
https://en.wikipedia.org/wiki/ITU-R_468_noise_weighting
https://en.wikipedia.org/wiki/Equal-loudness_contour
https://en.m.wikipedia.org/wiki/Noise_shapingSist redigert:Fire lags kretskort
Med nye state-of-the-art opamper tar vi steget opp til fire lags kretskort.
Vi får lavere impedanse i power supply til utgangstrinnet og mer optimal signalføring.
Kortet kunne også komprimeres litt og er nå 77mm x 56mm.
Hele feedbacksløyfen med totalt 30 komponenter pluss den doble opampen får nå plass på 25mm x 12mm rett foran utgangstrinnet.
Vi har gått bort fra superregulatorer til opampene siden testing viste at dette var overkill. OPA1612 har noe dårligere PSRR enn forrige opamp (LME49740) men vi skal komme ned på minst -180dBV med denne løsningen også. Nå sitter det vanlige LM317 og LM337 der. Med potmeter kan man også enkelt finne optimale spenninger til opampene.
Skal bli godt å få et nytt kort å lodde på der alle komponenter har sin egen plassSist redigert:
Yes. Det er med +/- 24 V rails. 100 W i 8 ohm er +/- 40 V peak på utgangene og 28 V RMS.
Det termiske designet følger databladene for LM4780, LM3886 og Nationals gamle application note AN-1192. Alle peker mot forsyningsspenning rundt +/- 25 V og ca 100W utgangseffekt. Det går fint med kjøleflenser av overkommelig størrelse.
Om vi går opp til f eks +/- 30 V går det an å hente ut 175 W eller så, men da blir varmeutvikling og kjøling en seriøs utfordring ved kontinuerlige sinuser og komprimerte musikksignaler. Vi vil helst ikke at beskyttelseskretsene i LM4780 skal slå inn her.
Strømforsyningen gir mulighet for å justere railspenningen med +/- 10 %. I denne versjonen satte Armand inn trimmepots for sekundærspenningen for å ha kontroll på begge forsyningsspenninger. Da kan vi legge minimumspunktet i kurvene for THD+N eksakt på 100 W om vi skulle ønske det.
http://connexelectronic.com/product/smps300re/Sist redigert:
En liten oppdatering, endret inngangstrinn etter litt nerding i en annen tråd. Balansert inngangsbuffer med en CM-motstand til jord og et RF-filter før det igjen for å hindre RF-støy fra å treffe noen aktive kretser. Litt gain i inngangsbufferen for å forbedre S/N i etterfølgende kretser.
Deretter et multiple feedback lavpassfilter for å begrense båndbredden. NFB i forsterkerkretsen faller ganske fort over audiobåndet, så eventuell høyfrekvent støy på inngangene kan gi intermodulasjonsprodukter som vi ikke behøver. Båndbredden kan f eks settes til -1 dB ved 50 kHz for å garantere at 24/96 hirez kan gjengis korrekt. Hva man kan høre ved slike frekvenser er selvsagt en annen historie, men det skal ikke være forsterkeren som begrenser. Det viste seg også at MFB-topologien på filteret ga lavere støygulv enn Sallen-Key, ihvertfall i denne applikasjonen.
Vi er fortsatt litt hemmelighetsfulle med eksakt hva som kommer etter det, men det er samme topologi som tidligere med nøstet feedback og sjetteordens kompensasjon rundt hver halvdel av en LM4780, hver halvdel referert til jord og det hele brokoblet over høyttalerlasten. Totalt spenningsgain i hele forsterkeren er 10x eller 20 dB. Det blir et ganske stillferdig dyr, her simulering av input referred noise:
Med 10x gain blir støytettheten på utgangene 10x høyere enn input noise vist her, dvs et minimum på 66 nV/(Hz^(1/2)). Ved 20 kHz har denne økt til 500 nV/(Hz^(1/2)). Total integrert støy 20 Hz - 20 kHz på utgangene blir ca 35 uV, dvs 3,5 uV equivalent input noise eller -89 dBV på utgangene. Da vil støygulvet i lytteposisjon med 100 dB @ 1 W høyttalere bli ca 100 dB - 9 dB - 89 dB = 2 dB. Det er pretty darn good, men noe høyere enn jeg forventet.
Vi slår jo Neurochrome Modulus-86 med sine 42 uV (og en THAT1200 på inngangen), men Hypex oppgir 23 uV output noise for NC400 og Boulder oppgir 1,5 uV equivalent input noise for 3150 med 26 dB gain, dvs 30 uV på utgangene. På den andre siden oppgir Electrocompaniet 200 uV output noise DC-30 kHz med kortsluttede innganger for AW400 og AW600 Nemo, mens denne simuleringen av Bifrôst viser 79 uV DC-30 kHz med 600 ohm signalkilde tilkoblet. Likevel, benchmark for Bifrôst er state-of-the art, ikke Nemo, så vi får se om vi kan få ned den støyen med ytterligere noen dB.
Knekkpunktet i støykurvene kan enkelt flyttes litt oppover eller nedover i frekvens. Utfordringen er å holde tingen stabil. Denne versjonen har 100 dB NFB ved 4 kHz og 60 dB ved 20 kHz. Støyminimum er her plassert ved 4,5 kHz for å passe best mulig med ørets følsomhetskurve, men hvis vi skyver det litt oppover i frekvens vil det jo bli bedre skrytetall ved 20 kHz også.
Hvis vi skyver knekkpunktet oppover til 13 kHz (som i NCore) får vi 10,6 uV støy på utgangene integrert 20 Hz - 20 kHz, 132 dB S/N vs full utstyring og 22 bits oppløsning. Det slår både Boulder og NCore ganske ettertrykkelig og passerer også AHB2’s 130 dB S/N. Integrert støy DC-30 kHz blir 18,3 uV. Det er hele 21 dB lavere enn i EC AW600 Nemo. Dette skjer med "bare" 94 dB NFB ved 4 kHz, flatt 91 dB 7-11 kHz og 75 dB ved 20 kHz. Utrolig nok ser det fortsatt stabilt ut i simuleringene med 76 grader fasemargin ved 775 kHz.
Her har vi satt termisk forsvarlige +/- 24 V forsyningsspenning, så vi kan fortsatt komme enda litt lenger ned ved å øke forsyningsspenningen hvis vi greier å holde styr på varmeutviklingen. Integrert støy ned mot 9 uV 20 Hz - 20 kHz og 134 dB S/N vs full utstyring kan være mulig før det begynner å ryke altfor mye. Da har vi +/- 26 V forsyningsspenning, 126 W utgangseffekt i 8 ohm og 22,3 bits oppløsning. For å oppnå 24 bits oppløsning 20 Hz - 20 kHz må vi helt ned til 2,5 uV integrert støy og 144 dB S/N. Det er nok bortenfor hva som er mulig å få til selv i Bifrôst.
Spørsmålet er stabiliteten når dette bygges på et fysisk kretskort. Kan hende 13 kHz er "a bridge too far", både mht stabilitet og match med ørets følsomhetskurve for støy, men å legge den på 6,3 kHz som i ITU-R 468-standarden og innlegg #308 burde være mulig med +/- 24 V forsyningsspenning. Simuleringen av det viser 26 uV uvektet integrert støy 20 Hz-20 kHz. Det er -92 dBV og skulle tilsi -1 dB støygulv i lytteposisjon med 100 dB høyttalere. Klipping ved +/- 41,5 V skulle også tilsi et signal/støy-forhold på 124 dB eller 20,6 bits. Det er på nivå med en bra DAC. Det er også 3,8 dB bedre enn Mod-86, 0,9 dB bedre enn Boulder 3150, men fortsatt 1,4 dB dårligere enn NCore 400 og 6 dB dårligere enn AHB2. Ikke helt ferdige ennå, altså.
Hvis vi også finner en måte å måle støyen på med ITU-R 468-vekting ville vi definitivt få et pent tall å vise frem.Sist redigert:
Jeg får ikke sove om natten ved tanken på at Bifrôst kanskje har høyere støygulv enn en skarve klasse-D-forsterker som NCore 400. Det går bare ikke an.
I stedet for å skyve støyminimumet oppover i frekvens kan vi la det bli liggende ved 6,3 kHz, men generelt skru til tommeskruen over hele linja nedenfor det punktet. Det påvirker ikke stabiliteten så veldig mye. Vi har jo open loop gain i bøtter og spann stående i reserve, så vi kan bare øse på litt mer. Her fikk den hele melkespannet:
Støytettheten på 5,7 nV tilsvarer den termiske støyen fra en 2 kOhm motstand over inngangene på en ideell støyfri forsterker med 10x gain.
Ideen med noise shaping er ikke visuelt like tydelig lenger, men poenget er jo å få ned støyen, ikke å vise schwungne kurver. Her er uvektet integrert utgangsstøy 20 Hz - 20 kHz småpene 8,9 uV. Ensifret er bra. Det er 8 dB bedre enn NCore, 10 dB bedre enn Boulder og 13,5 dB bedre enn Mod-86. Bifrôst klipper her ved +/- 45 V, 126 W i 8 ohm, så S/N skulle bli noe slikt som 134 dB, dvs 4 dB bedre enn AHB2, eller 22,3 bits oppløsning.
Loop gain-kurven ser derimot ikke ut i måneskinn, men forsterkeren ser ut til å være stabil med samme båndbredde som en chipamp fra databladet og ca 80 grader fasemargin.
Den har bare litt mer NFB enn en standard chipamp fra databladet:
Nærmere bestemt, ca 77 dB mer NFB ved 6 kHz og 50 dB mer ved 20 kHz.
Sånn. Da er tingenes orden gjenopprettet her.Sist redigert:
Absolutt. Ikke stabilitetsnerding heller. Denne loop gain kurven begynner å se ganske interessant ut.
Båndbredde 500 kHz, fasemargin 88 grader - og 80 dB NFB ved 20 kHz. Integrert støy 20-20k Hz nå nede på 8,7 uV. Virker helt stabil i simuleringene, og det ser ut til at det burde gå å skremme frem enda 3-4 dB NFB om det skulle være nødvendig. Om vi bare skyver loop gain-kurven 4 dB oppover blir båndbredden ca 1 MHz, men fasevinklene ser fortsatt ikke veldig skumle ut ved den frekvensen heller.
Standard chipamp i blått, Bifrôst v 0.23 i svart strek:
Sist redigert:
Et lite dytt til, og så tror jeg vi er ganske nær grensen for hva som er mulig å få til med denne kretsen. Jeg økte NFB litt mer ved helt enkelt å dra ned gain i komposittforsterkeren og øke tilsvarende i inngangsbufferen. Fortsatt 19,5 dB gain totalt, men bare 6,2 dB gain i selve komposittforsterkeren. Hele 12,5 dB gain i inngangsbufferen og 0,8 dB i MFB-filteret bare for å holde styr på hva som klipper først.
Det påvirket faseforløpet mer enn jeg forventet ved høye frekvenser, så jeg måtte også dra til enda litt hardere i kompensasjonsfiltrene. Nå har begge de passive RC-filtrene høyest mulige Q = 0,333. Skal vi dra til mer enn det (ref loop gain-kurven for nCore) må vi enten ha en induktans i kretsen eller en ekstra opamp for aktiv feedback. Det er nok et annet prosjekt enn Bifrôst.
Da ble loop gain slik:
Dette gir 81,6 dB NFB ved 20 kHz. Fasemargin hele 91 grader ved 685 kHz, men det ser litt kilent ut mht komponenttoleranser. Fasemarginen vil falle fort hvis noe skyves en eller annen vei. Hovedutfordringen der vil være effektchip'en. En LM4780 på nedre toleranse 2 MHz GBwP vil bare ha 30 grader fasemargin, mens en "superchip" med 12 MHz vil være dønn stabil med 100 grader fasemargin. De Armand har målt så langt ligger snarere på oversiden av "typical" 8 MHz enn på undersiden, så vi kan krysse fingre og forsøke. En fordel med denne topologien med inverterende drivertrinn er at den blir mer stabil med bedre chip, ikke motsatt som i en tidligere versjon av kretsen.
Forsterkeren virker fortsatt helt stabil i TINA-TI. Input referred noise derfra:
Støytettheten tilsvarer nå termisk støy fra en 1500 ohm motstand ved 25 grader C. Totalt integrert støy 20-20k Hz er 6,9 uV. Tingen klipper fortsatt ved +/- 45 V, så vi ser på et signal/støyforhold på 136,3 dB og 22,7 bits oppløsning. Vi er nå på 11 dB lavere støy enn nCore og 6 dB bedre S/N enn AHB2. Å sammenligne med mer konvensjonelle "ultimate" effektforsterkere til femti eller hundre tusen kroner blir bare kleint.Sist redigert:
Forresten, jeg glemte at det faktisk er koblet en 600 ohms motstand over inngangene på Bifrôst i den simuleringen, i form av indre motstand i signalkilden. Det stemmer forsåvidt for tiltenkt bruk, men nå er vi på så lave nivåer at den termiske støyen fra kildeimpedansen gjør en forskjell.
Hvis vi i stedet kortslutter inngangene for å få sammenlignbare tall, dvs setter motstanden i signalkilden til null, ser støykurven slik ut:
Total støy 6,7 uV integrert 20-20k Hz.Sist redigert:
Lastet opp på nytt, forhåpentligvis bedre nå.
Den siste versjonen var kanskje litt for ambisiøs. Noen impedanser var såpass lave at opampene vil klage ved store signalamplituder, og vi vil helst ikke ha økende forvrengning før klipping heller. Men det holder jo om total støy er like under 10 uV også, så lenge vi slår både NCore og AHB2 med bra margin.
Et par oppsummeringsgrafer før jeg går tilbake til et annet prosjekt, først closed loop gain og error gain (NFB) beregnet av Scilab:
Frekvens- og fasegang beregnet av TINA-TI, 600 ohm kildeimpedans, 8 ohm resistiv last:
Det ser da ikke så høggærnt ut. -
Laster inn…
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Laster inn…