Ikke-ideel hodetelefon forsterker som bare kanskje fungerer

[slarssen]

Av og til er det ett poeng å bare lage noe på gøy, og nye HFS3 må jo testes ut også. Jeg har lenge hatt ett par 6AH9 rør liggende med dette som formål. Dette er et såkalt Compactron rør (Compactron - Wikipedia, the free encyclopedia), som i stor grad ble laget for bruk i TV'er etter hva jeg har skjønt. Slike rør hadde vel ikke spesielt strenge krav på sortering og test-grenser, så variasjonene fra rør-til-rør forventer jeg kan være ganske store, grense til enorm. Jeg har rør fra Zenith, for hva det måtte være verdt.

6AH9 tilbyr én effekt-pentode og én signal-triode i samme kapsling. Trioden har ganske fine anode kurver, og generelle parametre som er rimelig lik 6SN7 (se vedlagt datablad hvis interessen kiler).

Pentode delen er av typen 'Frame-Grid' og det høres iallefall kult ut. Det hadde vel havna rett på forsiden av reklame brosjyren hadde dette vært ett kommersielt produkt. Pentoden har rimelig høy transkonduktans (forventet rundt 15-20 mA/V) og tåler en anodeeffekt på 10W.

Estetisk er de ganske pene å se på, og jeg har lenge hatt lyst til å lage en liten forsterker av disse. Her om dagen bestemte jeg meg for å sette opp en liten tes-platform for å test ut følgende krets:

Dette er en såkalt MU-Follower; Mu Stage Philosophy © 1993 Alan Kimmel

En MU-følger er i praksis en katodefølger med gain. Pentoden fungerer som katodefølger, samtidig som den bootstrapper anode-last-motstanden til trioden, slik at last-AC-impedansen til trioden blir mye høyere, og dernest øker forsterkningen mens forvregningen minimeres. I pose å sekk, skulle en tro, altså.

Jeg har ikke brukt veldig mye tid på å beregne ideele verdier på komponentene, og planlegger vel mer å fikle direkte med kretsen. Verdier i skjema er mer tuftet på hva jeg har liggende enn hva som er best.

Det er en rekke ting med hele konseptet som ikke er perfekt, derav tittelen. Ideen min er vel mer å se om det faktisk er mulig å lage en halveis brukende krets for å drive høy-impedante hodetelefoner.

Ikke vet jeg om det går engang, spesielt mtp. glødingen som da er felles for begge rør halvdelene. 6AH9 spesifieserer maksimalt 100VDC mellom katodene og gløden. Det går akkurat om jeg hever gløden til ca. 90V tror jeg. Vi får krysse fingrene.

Videre er jo løsningen med en diger elektronlytt på utgangen ikke spesielt elegant heller. Nærmest vulgær vil jeg si. 220µF burde gå greit med hodetelefoner med impedans høyere enn ca. 250ohm, fra kanskje 3-40Hz og opp (har ikke regna på det).

Grove anslag forteller meg at utgangsimpedansen vil være en plasse mellom 70-140 ohm. Dette er også vel høy med tanke på hva den skal drive. Men lyd kommer det vel sikkert likeså. Det er vel bare å guffe på mer volum, noe som ikke skal så mye til da kretsen har alt for mye forsterkning.

Anodestrøm i pentoden blir ca. 16mA (hvis ikke hele greia eksploderer) og dette er egentlig litt lavt det også, så her må det nok justeres kraftig for å få ting å fungere greit.

Avslutter med ett bilde av test-plattformen:

- slarssen

 

[OAlex]

Hm.

 

[Mbare]

6 dager siden du la ut det første innlegget og enda ingen bilder av sprengte rør, svidde treplanker eller forbrenningsskader? Hva skjer'a?

 

[emotikon]

Litt engstelig her også - kjørte forbi hjemme hos ham sent i går kveld - mørkt i alle vindu......

 

[leifen]

Enten har han emigrert, eller så har han vel fiklet med noe høyspent DC...

 

[slarssen]

Er i live, såvidt jeg klarer å bedømme i allefall Har til og med klart å koble opp hele greia idag, og fått lyttet og testet littegrann.

Good news; den eksploderte ikke. Men jeg brente fingern på en jævlig varm motstand. Og den spiller! Her er oppdatert skjema:

Begge kanaler kom opp på første forsøk, og rimelig greit innenfor antattet verdier. Jeg har bare 2x rør, og de har ca. 20% forskjell i bias, og endel forskjell i gain. Det kommer ut som et nogle skjevt lydbilde i hodetelefonene, kan man si. Videre har jeg ørlitegranne brum, som er 100Hz og kommer fra B+. Har ca. 30mV rippel på B+, og jeg mistenker at katodefølger-pentode delen ikke har allverdens demping av rippel.

Ellers er begge kanaler fri for oscillasjoner, og oppfører seg noenlunde stabile over tid. Ulastet (10k) få jeg ut rett over 50V p-p. uten problemer, sannsynligvis mer også. Med 250R belastning får jeg ca. 4V ut før jeg har synlig klipping.

Utgangsimpedansen later til å være endel høyere enn antatt; rundt 230ohm gjort med noen kjappe og primitive målinger. Her er en 1kHz firkant ulastet:

Firkanpulsen indikerer god båndbredde og fasegang.

Utgangskondisene har ett snev av lekasjestrøm; når jeg ikke har noe lavohmig belastning tilkoblet så siger DC spenningen opp mot ca. 1-2 volt over tid. Skal dette bli en permanent forsterker så må jeg finne noen bedre utgangskondiser med lavere lekasjestrøm.

Håper på å få tid til å måle forvregning og båndbredde og utgangsimpedans til uka. Det er kanskje på sin plass å prøve ut en eller annen form for feedback også, for å få senket utgangsimpedansen ytterligere. Si ifra hvis noen har gode ideer rundt implementasjon på dette.

Har lytte littegranne til forsterkeren, og må vel si at sålangt så låter den ikke særlig bra. Den er ganske slørete, og den låter rett og slett som om den har masser av lavere ordens forvregning. Kanalseparasjonen er også ganske dårlig. Har kun en enkel B+ som forsyner begge kanaler, og denne danser meget mye når jeg guffer på litt, så her må det taes grep også.

Som forventet så er resultatet sålangt ikke så veldig bra, men det jeg håper å oppnå er å kunne fikkle å lære litt mer om denne topologien, samt å utforske hva som påvirker lyden utover det jeg har nå.

- slarssen

 

[Audiomix]

Ut i fra tittelen så er vel ikke resultatet så galt?
Er det de ganske store kondensatorene omtrent midt på bildet som er utgangskoblingen?
Pussig om de lekker.

Edit:
Ser nå at det ikke er disse. I hvert fall ikke de som lekker.

 

[slarssen]

Hehe, neida, som forventet egetnlig, og det er jo godt det også Ting blir egentlig værre når dette skal drive litt for lav belastning. Som ett rent forsterker-trinn så fungerer det egetnlig utmerket. Denne topologien er nok et meget intressant drivertrinn til SE forsterkere kan jeg tenke meg. Jeg tror båndbredden er rimelig bra, kanskje opp mot ett par hundre kHz?

De utgangskondisene er i praksis to stykk 100µF/400V elektrolytter som er parallelkoblede sammen med en 2.2µF polyprop kondis. Jeg tror det er de elektronlyttene som lekker... De er noen billige Jamicon LP greier. Det er de helt i front på hver sin side av volumpot braketten.

- slarssen

 

[slarssen]

Yes, da har jeg fått målt ytterligere på forsterkeren. Har gjort FFT målinger med lydkort, målt utgangsimpedans, samt målt og beregnet dynamisk lastimpedans til trioden.

Det første først. Her er skjema av benyttet strømforsyning. Enkleste system jeg klarte å lage. Begge kanaler deler som nevnt tidligere dette direkte. Vil prøve en simpel Mosfet regulator etterhvert for å prøve å få litt bedre isolering og mindre rippel.

Og oppdatert Rev-3 skjema av signaldelen:

Så; jeg har målt AC spenning på inngang og på utgang av pentode-katodefølgeren. Dette vil gi meg mulighet til å beregne nøyaktig forsterkningsfaktor for dette trinnet, samt benytte denne til å beregne dynamisk lastimpedans til trioden. Bruker formelen fra Alan Kimmels artikkel til dette.

Av(CF)= 0.952
Drp= Rp/(1-Av(CF) = 5490/(1-0.952) = 114.4k

Trioden har ser da altså en lastmotstand på 114.4k. Denne lasten står jo da i praksis i parallel med motstanden på 1M så til slutt havner jeg på at trioden jobber mot ca.102k. Ikke så værst økning fra 5.49k:

Videre har jeg gjort litt bedre målinger av utgangsimpedans. Dette også etter instruksjoner fra Alan Kimmels artikkel. Jeg målte spenningen på utgangen med og uten en ekstern lastmotstand på 10k. Jeg fikk da en utgangsimpedans på ca. 142ohm på den ene kanalen, og 300ohm på den andre. Dette da målt ved 100Hz. Da har utgangskondisene en impedans på ca. 8R.
Ved 50Hz, stiger dette til 160 ohm. En 200µF kondis har ca. 16ohm impedans ved 50Hz, så dette svarer for det meste av økningen.

Den kanalen som måler 300ohm er samme kanal som har ca. 20% mindre bias.Jeg har definert dette røret som 'feil' siden det har så store avvik og bruker herved videre det andre røret som referanse for videre målinger.

Så til litt FFt'er kanskje? Kort oppsummert, så yter forsterkeren rundt 1% forvregning ved normale lyttenivå i 330ohm last. Dette bestående av 2. og 3. harmoniske for det meste:

0.5Vrms i 330R:

Denne forvregningen skaper da altså den lyden jeg tidligere beskriver; noe mørkt, og slørete, mangler endel luft og detlajer.

Her er FFT ved 2Vrms i 330R:

og IMD ved 1Vrms i 330R:

Og til slutt; støygulvet, målt uten ekstern last:

Har ikke gjort skikkelige målinger av båndbredden ennå, men det ser ut til at den går godt opp mot 100kHz.

Neste: Prøve andre utgangskondiser, redusere rippel og 50Hz, juster OP til trioden, få ett par andre testrør så jeg kan få to like kanaler mtp. utgangsimpedans og gain.

- slarssen

Edit: la til oppdatert signal skjema.

 

[VegardW]

Artig.slenger noen 6ad10a rundt i en flyttekasse her, lyst til å prøve de siden et av dine er vassent ?

 

[jane]

Av(CF)= 0.952
Drp= Rp/(1-Av(CF) = 5490/(1-0.952) = 114.4k

Trioden har ser da altså en lastmotstand på 114.4k. Denne lasten står jo da i praksis i parallel med motstanden på 1M så til slutt havner jeg på at trioden jobber mot ca.102k.

I praksis kan du se bort fra motstanden på 1M. Denne er også bootstrappet, her via spenningsdeleren på 330R+11k+2k4+680R -- ganger du forholdet i spenningsdeleren (330R og resten) med Av(CF) finner du graden av bootstrapping for motstanden på 1M.

 

[slarssen]

Artig.slenger noen 6ad10a rundt i en flyttekasse her, lyst til å prøve de siden et av dine er vassent ?

Takk for tilbudet, Vegard. Men det ser ut til at dette er en dobbel pentode med litt annen pinout.. Jeg har ett par nye 6AH9 på vei fra det store ebay for hårreisende 12 dollar totalt. Takker for tilbudet dog Kunne kanskje vært artig å prøvd på en enkel spenningsregulator med de 6AD10A som basis

- slarssen

 

[slarssen]

I praksis kan du se bort fra motstanden på 1M. Denne er også bootstrappet, her via spenningsdeleren på 330R+11k+2k4+680R -- ganger du forholdet i spenningsdeleren (330R og resten) med Av(CF) finner du graden av bootstrapping for motstanden på 1M.

Takk for den Jane. Hmmm... intressant... da får jeg at 1M motstanden får en dynamisk verdi på rundt 14Mohm. Ikke dårlig, det betyr kanskje at jeg kan redusere den faktiske motstandsverdien til rundt 220k som i Rev1 skjema. Da er jeg innenfor gitterlekk spesifikasjonen nemlig, men jeg økte denne til 1M av frykt for å trekke ned den dynamiske Rp for mye. 220k gir meg omlag 3Mohm så det burde jo duge bra det også

Har bare lekt littegranne med litt tilbakekobling fra utgangen til katoden, og det ser definitivt ut til å hjelpe på utgangsimpedansen, men det gjorde fint lite med forvregningen. Skal utforske mer.

- slarssen

 

[jane]

Har bare lekt littegranne med litt tilbakekobling fra utgangen til katoden, og det ser definitivt ut til å hjelpe på utgangsimpedansen, men det gjorde fint lite med forvregningen.

Det mulig jeg misforstår, men jeg leser dette som tilbakekobling fra utgangen til katoden på det nederste røret (triode-delen)?
I så fall blir dette positiv feedback.

Nå kan det være at pentoden i toppen gjør ting jeg før øyeblikket ikke ser helt klart men feedback i en slik krets som dette (µ-follower) burde påvirke utgangsimpedans og THD på omtrent samme måte. For eksempel burde 6dB feedback halvere både Zo og THD (og også øke PSRR med ca 6dB). På den annen side er ikke alltid halvert THD så bra som det kan høres ut, feedback vil også endre spektret av THD og ofte tilføre høyere harmoniske, men det er en annen sak.

PS: Ellers vil jeg takke for en interessant tråd. Alltid gøy når noen kombinerer teori og praksis.

 

[slarssen]

Det mulig jeg misforstår, men jeg leser dette som tilbakekobling fra utgangen til katoden på det nederste røret (triode-delen)?
I så fall blir dette positiv feedback.

Nå kan det være at pentoden i toppen gjør ting jeg før øyeblikket ikke ser helt klart men feedback i en slik krets som dette (µ-follower) burde påvirke utgangsimpedans og THD på omtrent samme måte. For eksempel burde 6dB feedback halvere både Zo og THD (og også øke PSRR med ca 6dB). På den annen side er ikke alltid halvert THD så bra som det kan høres ut, feedback vil også endre spektret av THD og ofte tilføre høyere harmoniske, men det er en annen sak.

PS: Ellers vil jeg takke for en interessant tråd. Alltid gøy når noen kombinerer teori og praksis.

Bare hyggelig Ja, dine misforståelser stemmer, hvis det går ann å si. Altså; ja, jeg prøvde en 10k motstand fra utgangen til katoden på trioden. Prøv først, beregn etterpå var mottoet Forsterkeren oppførte seg stabil og oscillerte ikke. Jeg tenkte som så: når spenningen på utgangen starter å synke på grunn av utgangsimpedansens attunering sammen med lastimpedansen, så ville jeg kompansere dette med å skru forsterkeren hardere på, altså da øke utgangspenningen. Spenningen på utgangen, som er invertert ifr. til spenningen på gitteret, vil da trekke nivået på katoden ned, mens gitteret fortsatt har samme nivå og dernest; trioden skrus hardere på.

Tilsynelatende så var det dette som skjedde også, bortsett fra at jeg ikke fikk spesiellt stor endring i forvregningspekteret eller støygulv. Utgangsimpedansen ble noe bedre, uten at jeg skrev ned tallene. Skal få gjort litt bedre målinger av dette senere.

Videre så ramlet jeg over an artig artikkel på Vacuumstate sine sider:

http://www.vacuumstate.com/fileupload/Baking_valves pix.pdf

Det omhandler baking av 'dårlige' rør. Jeg prøvde dette på mitt dårlige 6AH9; 13 timer på 120 grader.

Fungerte ikke. Røret var fortsatt like dårlig så jeg antar at det kanskje er brukt. Baking ville uansett bare ha en effekt på visse type problemer uansett. Oh well...

- slarssen

 

[slarssen]

Idag har jeg fått prøvd ut en liten spenningstabilisator på B+. Den tidligere B+ forsyningen bestod av CRC med 100µF-470R-470µF og det var lett å se at signalet fra forsterkeren ble modulert ut på strømforsyningen. Jeg ville bote på dette med en dobbel stabilisator som både kunne stabilisere spenningen til 350Vdc samt isolere kanalene fra hverandre.

Følgende kretsløsning ble skrapet sammen:

Jeg har benyttet en liten mosfet for å lage en konstant referanse-strøm som genererer en rimelig stabil og støyfri referansespenning igjennom to seriekoblede motstander. Denne referansespenningen benyttes videre av de to IRF840 som deretter forsyner hver sin kanal. Jeg kaller dette en stabilisator siden denne løsningen ikke har noen form for tilbakekobling eller aktiv regulerings sløyfe. Stabiliseringen/reguleringen er kun avhengig av mosfettenes parametre (og referanse spenningen). Kondisene på 0.1µF og 4.7µF sørger for å avkoble rippel og støy på referansen, samt at de sørger for en sakte stigende B+ som en ren bonus. Jeg har også 1µF/400V papir-i-olje kondiser på hver B+ (vises ikke i PSU skjema).

Her er støyspekter på hhv. B+ og forsterkerens utgang UTEN stabilisator:

B+ UTEN stabilisator:

Utgang (som vist i tidligere innlegg):

Så, etter at stabilisatoren er implementert:
B+:

Og utgang:

Ganske stor forkjell, spesielt på B+. Rippel og overtoner fra likerettingen har blitt redusert med over 40dB, og dette vises på utgangen også. I ettertid fikk jeg i tillegg redusert 50Hz på utgangen med ytterligere 10dB enkelt ved å koble godset i powertrafo til jord.

Videre vil jeg si lyden ble endret til det bedre også. Jeg opplever en tydeligere mellomtone og topp, mens basstoner fortsatt er slørete og slapp.

Til slutt et bilde av måleoppsettet:

 

[jane]

Litt synd du ikke får utnyttet potensialitet i pentoden til å undertrykke støy fra B+. Av grafene ser det ut til at PSRR ligger i området 15-20dB. I utgangspunktet har pentoder langt høyere PSRR i en slik krets, men det som ødelegger er at B+ med tilhørende ripple føres inn i g2 via motstanden på 2k og videre til utgangen via koblingskondensatoren på 22µF.
Så jeg tror det var et smart grep å rense B+ før den når frem til kretsen.

 

[slarssen]

Aha, ypperlig forklaring Jane. Med 'Pentodens egenskaper' tenker du på at pentodens nærmest horisontale IV karakteristikk fører til at en endring i Va ikke fører til spesielt stor endring av Ia?
Rippelet som slipper ut på utgangen vil da altså bli attenuert av 2k motstanden og utgangsimpedansen vil jeg tro? Regner jeg på det med 142ohms utgangsimpedans så får jeg ca. -23dB attenuering. Stemmer jo på en prikk

Så kommer spørsmålet; må den kondisen være der, eventuelt kan jeg returnere avkoblingen rett til jord? Fjerner en avkoblingen så vil jo skjermgitteret bli modulert av rippelet, så da er man nok like langt.
Avkobler jeg til jord, så vil det vel oppstå katode-skjermgitter modulasjoner. Eller sett på en annen måte; skjermgitter og anoden er da begge AC koblet til samme plass (jord) og da har jeg vel omgjort pentoden til en triode, med dertil tap av katodefølger gain...

-slarssen

 

[VegardW]

kan dette løses ved å regulere g2 ?

 

[jane]

Jeg vet ikke helt om regulere er det riktige ordet. G2-spenningen skal svinge i takt med katoden så stiv kan den ikke være - men den bør være ripplefri. En typisk plass å hente Vg2 fra er via en droppmotstand fra B+ og så lenge B+ er ren vil det fungere godt. Ulempen er at droppmotstanden også blir en del av lasten sett fra µ-followeren..

 

[slarssen]

Hmmm.. jeg begynner å innse at det er en rekke ting her som ikke er helt ideelt med denne topologien... Passer jo trådtittelen perfekt.

Det som slår meg er jo å kanskje bruke en CCS istedet for en motstand eller regulering på G2. Da ser pentoden en mye høyere last (igjennom 22µ kondisen) pluss at den vil isolere rippel og støy fra B+. Ett annet arlternativ er å øke B+ slik at jeg får litt høyere motstandsverdier all-over.

Jeg satt å tenkte tidligere at katodefølgerens last 'ulastet' består av den 10k motstanden på utgangen, samt motstandsnetverket fra pentode-katoden og ned til jord, pluss trioden og dens tilhørende Rp (som er ganske høy-impedant). Nå kommer da altså G2 motstanden også med i likningen som jo vil dominere de andre impedansene... Her er det mye som kan taes tak i, og eksperimenteres med. Det kan bli riktig så morro.

Mens vi venter; jeg har målt båndbredde, samt gjort noen små modifikasjoner. Her er nyeste revisjon av signal-skjema:

Har justert bias til trioden ett knepp oppover, samt økt avkoblingen for å forsikre meg at jeg ikke får noen uønskede bidrag her på utgangsimpedansen. Reduserte Gitterlekken til pentoden til 220k slik at jeg er innenfor spesifikasjonene her også nå.

Videre har jeg gått over til AC gløding. Det fungerte utmerket og ga kun et ytters ørlite snev av 50Hz på utgangen.

Satt å lytta til den i går en time. Tror ørene mine begynner å bli for vant med lyden. Jeg tror jeg liker det, litt, nemlig. Grøss, hvor skal dette ende.

Uansett, en liten positiv overraskelse kom da jeg målte båndbredden! Den går kjempehøyt oppoover. Jeg har 1MHz ved -4dB! Her er en 200kHz firkant (utgang i gult med 330R last):
Vis vedlegget Firkant_1V_330R_200kHz.BMP

1MHz sinus, samme oppsett som over:
Vis vedlegget Sinus_1V_330R_1MHz_-4dB.BMP

Ganske mye faseforsyvning oppe med 1MHz, men hadde aldri trodd at en slik krets gikk så høyt opp.

Velvel, nok for denne gang.

- slarssen

 

[slarssen]

Ett kjapt glimt på pentodekarakteristikkene til 6AH9 ga meg en liten ide på hvordan bote på noe av problematikken til litt unødvendig lav motstand på G2 (2k). Hva om jeg reduserer G2 forspenningen fra 150V til 100V? Da kan jeg etter ett par kjappe beregninger bruke en 10k motstand i serie med G2, og redusere 330R motstanden til ca. 150-160R, og da skulle alt av spenninger ellers være rimelig like...

Bedre rippel og støy attenuering, bedre last til katodefølgeren med dertil bedre gain og bedre bootstrapping. Det må prøves ut. Øker jeg motstanden på utgangen fra 10k til 50k så får jeg litt bedre forhold der også.

Men uansett så vil jo en typisk last på 250-600R dominere alt dette, men det er jo greit å optimalisere kretsen så mye en kan først.

- slarssen

 

[VegardW]

"Jeg vet ikke helt om regulere er det riktige ordet. G2-spenningen skal svinge i takt med katoden så stiv kan den ikke være - men den bør være ripplefri. En typisk plass å hente Vg2 fra er via en droppmotstand fra B+ og så lenge B+ er ren vil det fungere godt. Ulempen er at droppmotstanden også blir en del av lasten sett fra µ-followeren"

Regulere var feil ord.Det jeg hadde i tankene er det du beskriver om at g2 skal svinge i takt med katoden.Men å finne de rette ordene i et rotehue eller en skisse i et flyttelass... fant den etterhvert. Kan dette funke i denne kretsen eller ...?

Slarsen: skru opp temperaturen til 250 grader og gi det kranke røret 2-3 timer.Mulig du har vært for forsiktig.Jeg stekte et brett 13e1 før jul for noen år siden de måtte stå mye lenger enn en skulle tro ut fra artikkelen

 

[jane]

Til en CF bør nok kretsen som mater g2 modifiseres. Problemet er at spenningen på basis/gate ikke svinger i takt med Vk men med deler av Vk. Denne andelen er gitt av forholdet mellom R1 og R2.
Hvis du tar bort C mellom T og katoden har du en ultra-linear kobling. Med C på plass vil et slikt oppsett bite seg selv i halen.

 

[VegardW]

Her trengs både nye briller... og en ny hjerne..
noen ganger blir det rot og rør i bøtter og spann.
Skjemaet til kretsen jeg hadde i tankene var feiltegnet.prøver igjen....
(sorry)

 

[slarssen]

Her trengs både nye briller... og en ny hjerne..
noen ganger blir det rot og rør i bøtter og spann.
Skjemaet til kretsen jeg hadde i tankene var feiltegnet.prøver igjen....
(sorry)

Har du prøvd denne? Er det rett og slett en emitter/source-følger som driver g2? Kan tenke meg at man drar f.eks. 100µA ned forspenningsnettverket på basis/gate, og da havner impedansene rundt 150-200k lett, men kondisen fra katode til basis vil da bypasse mye av dette, og jeg vil kanskje sitte igjen med 10-20k fra basis til B+, som da blir en last for µ-utgangen. En grei forbedring det, opp fra 2k som jeg har nå. Må se hva jeg har av 400V transistorer, men antar at man kan bruke mosfetter og?

RC-leddet på kollektoren til transistoren, er det kun for litt mer filtrering av forsyningen som skal til g2?

- slarssen

 

[VegardW]

Ja jeg har prøvd denne kretsen i 13e1 ampen. Men v+ er regulert i den forsterkeren og vg2 var derfor altid den samme.Det er et poeng med et høy gm rør som 13e1.
Jeg har ikke "knekket transistor kodene " enda og forstår ikke hvorfor kretsen virker som den gjør.Jeg fikk den av Paul Le Clerque (7n7 fra diy audio og Morgan Jones korektur leser).
Kretsen funket som bare det! Jeg kunne ikke skille denne fra regulering med vr rør , eller regulering med Swensons krets.Trakk den konklusjon at måleutstyret måtte forbedres og har anskaffet ymse som du vet.Jeg kommer til å se nærmere på ulike måter å håndtere g2 forsyning senere.kanskje litt sært men jeg synes det er spennende .
Det er sikkert andre her som kan forklare hvordan denne kretsen funker. Paul Leclerque brukte den i en pentode katodefølger
Jeg kan sende deg en neve tip 50 om du melder meg adressen din

 

[ogh]

Jeg kikker bare litt på skrå på denne tråden. Har noen av dere som ikke er fullt så flinke med loddetinnet, et hodetelefonbehov (eller forbedring av aktive høytalere), og finner en Audiotailor Jade, kjøp den - er mitt råd. Overlegen OTL konstruksjon, låter perle med AKG 701 for eksempel. Jeg har ingen kommersiell interesse, - pur lyttererfaring.

 

[slarssen]

Ja jeg har prøvd denne kretsen i 13e1 ampen. Men v+ er regulert i den forsterkeren og vg2 var derfor altid den samme.Det er et poeng med et høy gm rør som 13e1.
Jeg har ikke "knekket transistor kodene " enda og forstår ikke hvorfor kretsen virker som den gjør.Jeg fikk den av Paul Le Clerque (7n7 fra diy audio og Morgan Jones korektur leser).
Kretsen funket som bare det! Jeg kunne ikke skille denne fra regulering med vr rør , eller regulering med Swensons krets.Trakk den konklusjon at måleutstyret måtte forbedres og har anskaffet ymse som du vet.Jeg kommer til å se nærmere på ulike måter å håndtere g2 forsyning senere.kanskje litt sært men jeg synes det er spennende .
Det er sikkert andre her som kan forklare hvordan denne kretsen funker. Paul Leclerque brukte den i en pentode katodefølger
Jeg kan sende deg en neve tip 50 om du melder meg adressen din

Takk for tilbudet Vegard PM kommer!

Spennende løsning vil jeg si, og jeg har allerede gjort noen funn som peker mot at en slik regulator er hensiktsmessig (kommer i neste post).

- slarssen

 

[slarssen]

Jeg har idag fått gjort noen intressante eksperimenter. På bakgrunn av Jane's påpekning så ville jeg øke verdien på skjermgittermotstanden, som i utgangspunktet var på 2k (for å sette en skjermgitterspenning på 150V og 5mA).

Når jeg da endrer denne motstanden så endrer hele biasen til pentoden seg. Jeg tenker som så at når skjermgitter-spenningen endres så endrer jeg i praksis anodestrøms-skalaen på IV karakteristikken. Ved å senke skjermgitterspenningen til 100V (fra 150V), så fant jeg ut fra datbladet at jeg nesten halverer anodestrømmen ved vg1=0V, slik som på grafen her ('nye' anodestrømmer i rødt på venstre side):

For å opprettholden en strøm på 16-17mA igjennom anoden nå, så må jeg altså endre bias på vg1 til ca -3.0V (var tidligere -4.3V). Dette gjorde jeg enkelt ved å endre verdien på 330R motstanden til 220R.

Dette medfører en annen fordel også; mitt nye arberidspunkt til pentoden er 'lengre opp' på vg1 spenningene, og som man kan se så vil det også si at pentoden har bedre transkonduktans jo nærmere 0V man kommer på g1 (en endring på g1 gir en større endring av Ia). Dette betyr bedre katodefølger-gain med alt det medfører.

Denne endringen førte til ganske intressante målinger; Forvregning har i praksis blitt halvert ved alle nivåer; 0.5Vrms i 330R gir når 0.5% forvregning, og KUN 2. og 3. harmoniske:

(man kan forøvrig tydelig se det 'dårlige røret' i rødt her, ca. 10dB mer støyete)

Katodefølger gain har forbedret seg fra 0.952 til 0.985. Det vil si en økning av triodens dynamiske last fra 114k (faktor på 20) til 360k (faktor på 65).
Utgangsimpedansen har gått ned til ca. 130ohm. Ikke så stor endring her som jeg hadde håpet på, men fortsatt greit.

Jeg har videre sett på triodens belastning med og uten last. Katodefølger gain endrer seg mye når jeg kobler på en 330R belastning, og dette vil jo føre til endringer av dynamisk last:

343k linjen er da dynamisk last for alle 'lette' laster. Rød strek, 31k er da det trioden ser med en 330R last (beklager skrivefeil i grafen).

Konklusjon; trioden ser en betraktelig redusert lastimpedans under drift av 330R, men 31k er fortsatt en ok belastning for en triode med ca. 7k intern anode-impedans. Jeg tolker det dithen at mesteparten av forvregningen må da komme fra pentoden.

Videre; kanskje en g2 regulator fører til ytterligere forbedring av forvregning? Mulig jeg nå må se videre på flere ting; jeg har jo fortsatt ett motstandsnettverk på ca. 14k som også er en last for katodefølgeren. Kanskje en CCS i bunnen der fører til forbedringer også (og til slutt har jeg vel knapt noe rør igjen her, gi meg en måned til så har jeg bare transistorer )

PS: Når jeg først endret 2k motstanden til 10k, så fikk jeg initielt en fæl 84MHz oscillasjon i pentoden. Denne fikk jeg kun kurert med å avkoble B+ helt nært ved sokkelen med en 10nF ployprop kondis.

- slarssen

 

[slarssen]

Jeg snakka vel ikke så mye om lyden i forrige post, så her kommer ett lite avsnitt om det.

Lyden har absolutt forbedret seg fra Rev 1 versjonen. Jeg opplever nå et klarere og tydeligere lydbilde over ca. 2-300 Hz føler jeg. Regulator på B+ samt bedre abeidspunkt og bedre driftsforhold må vel tilskrives dette. Jeg har også byttet utgangs-elektrolyttene til en enkelt 220µF kondis per kanal (Vishay/BC 157 47221 type) og jeg mener bestemt at dette førte til forbedret transient gjengivelse. I tillegg fjernet de en slags smøring av frekvenser (f.eks. cymbaler høres mer troverdige ut og anslag og utklingning er lettere å separere)

Jeg har lytta endel nå med mine Beyerdynamic DT770 Home Edition 250 hodetelefoner og min mobil (Samsung Galaxy II med flac) som kilde. Ikke akkurat referanse kvalitet men dugende som direktesammenlikning mellom forsterker og direkte fra mobilen. Mer seriøs lytting kommer senere.

Hovedproblemet nå er en fortsatt litt tilsløret og noe relativt avrullet 'dyp' bass. Jeg sier relativt, mest på grunn av dette:

Dette er en frekvensmåling av utgangen, parallelt med Beyerne tilkoblet. I praksis er disse frekvensavvikene på grunn av sammspillet mellom utgangsimpedansen til forsterkeren og den varierende impedansen til hodetelefonene. Den relativt bratte avrullingen fra 60Hz og ned er på grunn av at utgangskondisene har en økendene impedans samtidig som hodetelefonene har en minkende impedans.

Her er en referansegraf av impedansen til beyerdynamic DT880, som antakelig ikke er langt unna DT770 på samme område:

(tatt fra Beyerdynamic DT 880 - Headphones | HeadRoom Audio)

Min graf har +-1dB, og det største utslaget er rundt 75Hz, der frekvensresponsen er 0.65dB ref fra 1kHz og dette er ganske hørbart. Fra 75Hz og nedover så faller responsen mega-bratt, så dette tror jeg er grunnen til at det oppleves som en bratt avrulling.

Videre så har jeg jo som nevnt tidligere ett av rørene som er på kanten til å være brukbart. Jeg har store forskjeller mellom kanalene pga dette så lydbildet oppleves som skjevt og mangler romfølelse.

Håper jeg får de nye 6AH9 iløpet av kommende uke, så jeg får testa lyden under litt bedre forhold.

- slarssen

 

[slarssen]

Har fått inn noen nye rør:

Alle rørene måler ganske jevnt på DC spenninger og bias. GE rørene har en ganske fin løsning på glød:

GE rørene lyser fint opp. Det de har gjort (GE) er å dra glødetråden i en loop; først igjennom katoden til pentoden, så opp på oversiden og ned igjennom trioden. Hver ende i bunn er så koblet til hver sin glødepinne.
Dette viste seg å være en helt horribel løsning for meg når jeg nå kjører med AC-glød!

Jeg får rett og slett enormt med brumm i hodetelefonene på grunn av denne løsningen til GE. Selve konstruksjonen på resten av røret er veldig likt Zenith rørene, men det later til at GE har tatt ytterligere snarveier sammenliknet med Zenith. F.eks. så har jo G1 til pentoden tilkoblinger til to pinner på sokkelen. GE har enkelt nok bare koblet pinnene på sokkelen sammen rett innenfor kolben og drar en enkelt pinne til gitteret, mens Zenith har dratt de to pinnene individuelt til hver side av gitteret. Zenith har også dobble mica'er i toppen og også tykkere glass slik at disse rørene har noe mindre mikrofoni.
GE har også noe mer ujevnere sammenstilling av de mekaniske delene virker det som. Zenith gir altså ett bedre inntrykk rent mekanisk sett. Blir spennende å måle å lytte etter eventuelle forskjeller

Men først må jeg da gå tilbake til DC-glød slik at jeg i det hele tatt kan bruke GE rørene. Akk ja.

- Slarssen

PS: Zenith var tydeligvis de første som fant opp den moderne fjernkontrollen, i 1956. De laget en mekanisk basert, ultrasonisk fjernkontroll som lagde en veldig markant klikkelyd når knapper ble trykket. Derav kom navnet 'clicker'. Zenith Electronics - Wikipedia, the free encyclopedia

 

[slarssen]

Liten oppdatering. Har brukt litt mer tid til å lytte nå, men det virker som om lyden herfra nå kun kan forbedres i ganske små steg.
Den spiller helt greit, men ikke fantastisk. Perspektiv og dynamisk oppløsning later til å være bra, men den mangler kontroll og driv føles det ut som.

Har gått tilbake til DC glød, og GE og Zenith rør måler og låter veldig likt.

Arbeidspunkt har blitt endret noe, og jeg har gått over til LED bias.

Forvregning måler fortsatt ca. 0.5% (2. og 3. harm.) ved 0.5mVrms ut i 330R. Vil tro at nå er det komponentkvalitet det går på, da med utgangs-elektrolytten i spissen.

Alternativt vurderer jeg å implementere negativ tilbakekobling. Jeg har forholdsvis greit med gain å gå på, så vil tro at jeg klarer å få til kanskje 6-8dB NFB uten større problemer med spenningsving. Som Jane påpekte tidlgere så kan jeg ikke koble fra utgang til triode-katode, men feedback signalet må summeres med inngangsignalet. Jeg tror følgende løsning kan fungere for ca. 6dB NFB:

Er litt usikker på hvordan volumpotmeteret vil påvirke dette. Får vel prøve å se

- Slarssen