Differensielle inngangstrinn - en bittepitteliten nerdetråd

KJ · 26.10.2018

Jeg og snikkers-isen ramla inn i en liten diskusjon om differensielle/balanserte inngangstrinn i Hypex NC tråden:
https://www.hifisentralen.no/forumet/diy-og-utvikling-ha-yttalere-forsterkere-etc/55270-hypex-ny-toppmodell-forsterkermodul-91.html#post2809082

I stedet for å «spamme» Hypex NC tråden med et forholdsvis smalt og muligens sært tema åpner jeg en ny. Temaet har også en potensielt litt bredere «interesse» enn Hypex sin buffer på evalueringskortet til NC500. Her er faktarket fra Hypex til evalueringskortet https://www.hypex.nl/img/upload//doc/ncore/nc500_eval/Documentation/NC500_Evaluation_01xx.pdf og her er link til NC500 (og datarket til den) https://www.hypex.nl/product/nc500-oem/50

Aller først en liten begrepsavklaring:
Balansert viser til signalimpedans i henholdsvis avsender og mottaker, der mottakeren har en differensiell inngang. En definisjon er

«A balanced circuit is a two-conductor circuit in which both conductors and all circuits connected to them have the same impedance with respect to ground and to all other conductors. The purpose of balancing is to make the noise pickup equal in both conductors, in which case it will be a common-mode signal which can be made to cancel out in the load.»

WIKI Balanced circuit. Balansert har sitt opphav i telekommunikasjon med analoge telefonlinjer over mange kilometer for ikke å si mil mellom hver node (buffer/forsterker): WIKI Balanced line. Jeg tar med en link til wikipediaartikkelen om Balansert audio også, «for good measures» WIKI Balanced audio

Differensiell viser til et inngangstrinn med to innganger der det er spenningsforskjellen mellom de to inngangene som er signalet som forsterkes. WIKI Differential amplifier Det ser ut som en OPAMP, men det behøver ikke å være en konvensjonell OPAMP med høy openloop forsterking som behøver en smule tilbakekobling, det kan også representere en buffer med 1X forsterking. I en forlengelse av dette snakker vi om differensielle signaler der det er spenningsforskjellen mellom to signalpoler som er signalet. WIKI Differential signaling De fleste som snakker om «balansert» i forbindelse med HiFi tenker kanskje egentlig på differensielle signaler, uten mye omtanke til at balansert viser til impedans.

Aller først noen linker til litt basic bakgrunnsinformasjon om differensielle/balanserte inn- og utganger:
Douglas Self om balanserte linjer : Balanced Line Technology

Eliot Sound Projects har flere gode artikler om temaet :
Balanced Line Driver with Floating Output, Balanced Interfaces, Balanced I/O, Balanced Line Driver with Floating Output, og Balanced Interfaces

THAT corp THAT Corporation Audio Technology har spesialisert seg på bl.a. differensielle/balanserte linjedrivere og mottakere : http://www.thatcorp.com/datashts/AES6261_New_Balanced_Input_IC.pdf, http://www.thatcorp.com/datashts/AES5152_Improved_Balanced_Output_Driver.pdf.

Det er vel mer enn nok for en introduksjon. I neste post tenkte jeg å se litt nærmere på bufferen som Hypex har på evalueringskortet til NC500.

mvh
KJ

KJ · 26.10.2018

Poenget som forsvant - CMRR

Først et lite intermesso med poenget som forsvant. Jeg håper det var mulig å dekode konseptene med balansert og differensiell i første post.

Poenget med balansert/differensiell signaloverføring mellom apparaturene er en eneste ting - å undertrykke/dempe såkalte common-mode-signaler, det er signaler som opptrer med samme polaritet i begge lederparene i en balansert/differensiell signaloverføring. Jeg ser i denne sammenhengen bort fra at brokobling dobler potensiell utgangsspenning for en gitt forsyningspenning. Hovedkildene til common-mode-signaler er 1) innstrålt støy og 2) ulikt jordpotensial mellom avsender og mottaker. Av potensielt sett mer bagatellmessige kilder til common mode er 2. ordens forvrenging i en differensiell/brokoblet utgang.

Av potensielle ulemper med balanserte/differensielle kretser er at det er flere ganger så «komplisert» å lage en balansert krets med samme støyytelse som en tilsvarende ubalansert krets.

mvh
KJ

Snickers-is · 26.10.2018

Da går jeg ut i fra at det er innafor å quote fra den andre tråden...:

KJ skrev:
Greia er å separerer differensiell forsterking og CM-forsterking, slik at CM-forsterkingen er 1 uavhengig av den differensielle forsterkingen.

Mener du at det medfører noen ulempe å øke CM-forsterkningen?

KJ · 26.10.2018

Alt er tillat bare det er nerdete om differensiell signaloverføring.

Å øke CM-forsterkingen går kontra til poenget med balansert transmisjon og differensiell forsterking der poenget er å dempe CM mest mulig. Bortsett fra i en CM servo så kommer jeg ikke på noen tilfeller der det er noen fordel å forsterke CM mer enn nødvendig dvs med maksimalt 1.

mvh
KJ

KJ · 26.10.2018

Så til startpunktet for diskusjonen som var inngangsbufferen til Hypex :

fra https://www.hypex.nl/img/upload//doc/ncore/nc500_eval/Documentation/NC500_Evaluation_01xx.pdf

Det litt spesielle med denne kretsen er R14 på 2M2 ohm. Poenget med den motstanden er å gjøre lastimpedansen for common mode signaler «høy». (heretter skriver jeg bare CM for common mode) Differensielle signaler ser seriemotstanden i R9 og R13, men ser ikke R14. En høy lastimpedans for CM gjør at toleransene for kildeimpedansene vs jord og for R9 og R13 blir mindre kritisk for å oppnå en god undertrykking av common mode. Uten tiltak som R14 kan en som tommelfingerregel si at undertrykkingen av CM er grovt sett er lik toleransene til motstandene : -40 dB for 1%, -60 for 0,1%, -80 dB for 0,01%. Det er ikke ofte en ser utstrakt bruk av motstander med bedre enn 1% toleranse.

Innvendingen til snikers-isen var at R14 kunne medføre noe DC ut av opampene som igjen kan føre til DC-drift ut av effekttrinnene (NC500). LM4562 er bi-polare opamper med en bias-strøm på inngangene på typisk 10 nA og maks 72 nA - dataarket til LM4562 http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm4562.pdf. 10nA høres ikke så mye ut men multiplisert med 2M2 ohm blir det 22 mV som igjen multipliseres med forsterkingen i opampene. LM4562 er på ingen måte en dårlig forsterker å bruke på denne måten, men DC ut kan likevel være en grunn til bekymring. En potensielt vesentlig ulempe med denne kretsen er at DC ut er strekt avhenging av om signalkilden er AC eller DC koblet og hvor god utjevningen av jordpotensialet mellom kilde og mottaker er.

Her er en spice-modell for Hypex sin buffer og NC500.

Jeg har brukt NE5532 som opamper fordi gratisversjonen av smietrix ikke takler å simulere mer enn en LM4562 av gangen. sammenliknet med LM4562 har NE5532 bla. høyere spenningsstøy, litt lavere strøm støy, og høyere bias-strøm på inngangene.

Signalkilden er V1, R1+C1 og R17+C3. R18 er der for å gi en fast jordreferanse for signalkilden, av hensyn til simuleringen , men illustrerer også motstanden mellom jord i signalkilden og jord i buffertrinnet

Buffertrinnet er R7, R9, R10; X1, R3, R8; og X3, R12, R11.

NC500 er «representert» med X2 og R2, R4, R5, R6, C2, R13, R14, R15, R16

.1 og .01 ved siden av motstander og kondensatorer angir toleransene for hhv. 10% og 1%. Jeg har kun satt toleranser på signalkilden og lastmotstandene på inngangen. Grafen under viser frekvensrespons for hhv forsterking og demping av CM dvs CMRR. Signalkilden er i alle tilfeller 1V.

Den røde streken ved +27 dB viser forsterkingen og frekvensresponsen for hele sulamitten. Den grønne streken rett under +15 dB er den differensielle forsterkingen i buffertrinnet.

Den gulbrune streken ved 0 dB er CM forsterkingen i buffertrinnet = 1X. Det blå feltet er dempingen av CM med R9 på 2M2 ohm kortsluttet dvs R9 = 0 ohm, dvs jord rett inn på R7 og R10. Spredningen i feltet viser 100 monte-carlo-simuleringer og viser en forventet spredning med de toleransene som inngår i simuleringen. Det lilla-brune feltet er viser også en monte-carlo-simulering av demping av CM, men nå med R9 på 2M2 ohm. Spredningen i CM dempingen i begge tilfellene er kun resultatet av toleransene på motstandene i kilde og last. «Gulvet» i CM-dempingen er et resulat av ytelsen til opampene i denne konfigureringen. Vi ser at konsekvensene av kondensatorene C1 og C3 i undertrykkingen ac CM er veldig forbedret med R9 på 2M2.

I virkeligheten blir dempingen av CM den noen hakk dårligere med reelle toleranser for de andre motstandene. spesielt motstandene rundt X2 er kritiske mht toleranser.

I denne simuleringen med NE5532 er DC ut av hhv X1 og X3 på 2,2V mens DC ut av X2 er nede på 127,5 µV. Med OPA627 i buffertrinnet i stedet så simulerer den 79 µV ut av X1 og [EDIT] X3.

mvh
KJ

Snickers-is · 27.10.2018

Det er jo et par faktorer man kanskje bør merke seg i forhold til X2 og selve NC500-kretsen. For det første vet jeg ikke om motstandene over og under X2 er matchede. Jeg ville mene at dette kan påvirke også DC ut. Jeg går ut i fra at Monte Carlo-simuleringen tar høyde for dette, men DC var vel simulert under forutsetning av at disse er eksakte? CMRR på selve NC500-kretsen er oppgitt til 50-65dB. For NE5532 skal den være 60-100dB, altså vesentlig høyere. Vi vet jo ikke eksakt hva X2-ekvivalenten i selve NC500-modulen utgjør i dette regnestykket da den for alle praktiske formål inkluderer alle de tilhørende motstandene.

Men sjekket du om det var DC ut fra selve differensialbufferen, eller sjekket du bare ut fra X2?

KJ · 27.10.2018

Med NE5532 er DC ut av bufferen dvc X1 og X3 på 2,2V, ut av X2 (standinn for NC500) er DC 127,5 µV.

Nå er offset spenningen på spicemodellen som jeg bruker på NE5532 «en tanke» optimistisk der databladet skriver typisk 0,5 mV og maksimalt 4 mV mens den simulerer med offset på 0,6-,07 µV. Det ser imidlertid ut som bias-strøm på inngangen er i riktig nabolag, og endog litt i høyeste laget. LM4562 her mye bedre data for innput offset og bias strøm enn NE5532.

Her er en monte carlo simulering av DC ut av X2 vs temperatur der motstandene rundt X2 har toleranser som gir CMRR omtrent iht spec for NC500. Det er 1000 iterasjoner.

Hypex NC 500 buffer-graph DC ut vs temperatur.jpg

DC ligger i området +/- 20 mV. Selv om offsetspenningen i NE5532 modellen er urealistisk, er det kanskje en indikasjon på at DC ut av bufferen nødvendigvis ikke er et stort problem.

Poenget med den første simuleringen var å vise følsomheten for toleranser i kildeimpedans og last impedans med og uten R9 på 2M2 ohm. Simuleringen omfatter ingen andre toleranser.

Demping av CM, CMRR, for hele kretsen kan vi anslå til CMRR i buffertrinnet pluss CMRR i NC500. CMRR i buffertrinnet er forskjellen mellom differensiell og CM-forsterkingen = 14,6 dB. CMRR for NC 500 som er 50-65 dB. Dvs samlet CMRR på omkring 65-80 dB.

I modellen min over så gir en toleranse på 0,05 % på motstandene rundt X2 en demping av CM på omkring 50 dB.

Her er en CMRR for hele kretsen med tilpassede toleranser rund X2 slik at den likner på NC500 og med 1% toleranse på motstandene som setter forsterkingen i den differensielle bufferen.

Rød strek ved 27 dB er frekvensrespons og forsterking for hele sulamitten. Cyan strek er frekvensrespons og differensiell forsterking i bufferen. Mørkeblå strek er CM-forsterkingen i bufferen (med monte carlo simulering). Det grønne feltet er monte carlo simulering av CMRR for hele sulamitten. CMRR er nå begrenset av motstandene rundt X2 ~ NC500.

mvh
KJ

Snickers-is · 28.10.2018

Så det du egentlig sier er at du ville helst drepe CM før du legger til noe gain?

Men er det ikke en logisk brist i den tankegangen all den tid CM uansett er en fraksjon av Diff, enten det hele er forsterket eller ikke?

KJ · 29.10.2018

Ikke helt, trur eg. Jeg tror lærdommen fra THAT sin CM-bootstrap og Hypex sin buffer først og fremst er «do no harm» dvs unngå å konvertere common mode til differential mode. Dernest er det et spørsmål om å separere forsterkingen av common mode og differential mode, og til slutt dempe common mode så mye som mulig uten å dempe differential mode.

Jeg tror ikke jeg ser den ev logiske bristen. CM er alltid en fraksjon/andel av differential mode, men det ultimate målet er å dempe CM så mye som mulig og beholde / forsterke nivået på differential mode. Dersom en kan forsterker differential mode uten å forsterke common mode, eller ev også dempe common mode så der det en fordel.

Og da kommer vi til det punktet der ideen om en egen tråd, siden det har lite å gjøre med Hypex NC. Her er prinsippskissen fra THAT 1200 serien :

Stjålet fra databladet : THAT Corporation 1200-series InGenius High-CMRR Balanced Line Receiver ICs
Kretsen er dekt av to patenter
En for CM bototstraphttps://patents.google.com/patent/US5568561A/en og
en for utgangstrinnet https://patents.google.com/patent/US6160451/un

Det spesielle med den kretsen er common mode bootstrap : R10,R11, OA4, Cb og R7, R8. En bootstrap er en positiv tilbakekobling som gjør at lastmotstandene oppfører seg som de har flerfoldige ganger høyere verdi enn de har, uten de samme ulempene som høye motstandverdier kan ha. Common mode bootstrap gjør at lastimpedansen er ulik for common mode og differential mode. For differential mode er lastimpedansen lik motstandsverdiene på R7+R8. For common mode er lastimpedansen imidlertid betydelig høyere. Fordelen med en høy common mode lastimpedans er som nevnt at toleransene i kildens utgangsimpedans blir mindre kritisk.

mvh
KJ

Armand · 29.10.2018

Jeg har lest at disse patentene går ut etter 20 år. Vet du noe om dette KJ?

Snickers-is · 29.10.2018

Patenter mellom 1861 og 1994 hadde lovfestet maksimum varighet på 17 år. Etter 1995 ble dette endret til 20 år for å harmoniseres med internasjonale handelslover. For design gjelder 14-15 år avhengig av søkedato. For patenter begynner fristen å løpe fra det som kalles "priority date", forutsatt at det er betalt vedlikeholdsgebyrer innen de fastsatte fristene.

KJ · 29.10.2018

Ut over det generelle om at patenter normalt har en varighet på 20 år har jeg ingen aning om status for disse, om de er fornyet eller hva det skulle være.

Her er prinsippskjemaet for THAT 1200 + fig 11 i databladet omsatt til SPICE i simetrix med NE5532 som opamper.

Toleransene på de «interne» motstandene (R3, R4, R5, R6, R7, R9, R11 og R12) er tilpasset THAT 1200 sin spec for CMRR på min 70 dB, alle andre motstander har en toleranse på 1%. Signalkilden er V1, R1, R13 og R15, signalspenningen er i alle tilfeller 1V. Grafen under viser frekvensrespons CMRR.

Rød kurve ved 0 dBV er frekvensresponsen, den har - 3 dB utenfor skalaen ved 1M5 Hz.

De gulbrune feltet er en monte-carlo-simulering av common mode undertrykkingen (CMRR) dvs en serie ulike simuleringer med ulike tilfeldig valgte motstandsverdier basert på de angitte toleransene.

Den lilla/burgunder kurven er CMRR med eksakte motstandverdier, dvs begrenset av spec for opampene.

Den blå kurven er kretsens «claim to fame». Den viser CMRR med en grov ubalanse i kildeimpedans, der R1 fortsatt er 100 ohm mens R13 er 1 ohm. Reduksjonen i CMRR ved lave frekvenser skyldes kombinasjonen av C2 og R7 i bootstrapen. Den er ikke veldig signifikant jf. det gulbrune feltet. Den eneste signifikante reduksjonen av CMRR er fra ca 20k Hz og opp, reduksjonen av CMRR når en topp rundt 3M Hz der den simulerer til ca 27 dB. Uten bootstrapen blir ikke CMRR bedre enn 57 dB Dvs uten X2, C2, og R8. EDIT dersom en også kortslutter R7 / jorder midt punktet til C1, R3, C4 og R10 så forverres CMRR ytterligere med omlag 10 dB.

Med denne ytelsen for CMRR er trinnet godt egnet som signalmottaker for ulike kvasiløsninger over temaet kvasibalansert, overgangskabler fra RCA til XLR og helt vanlige balanserte/differensielle kilder.

mvh
KJ

Snickers-is · 30.10.2018

Jeg og Armand har lekt litt med dette That-prinsippet i kombinasjon med NC500. Jeg hadde jo en ide om at vi skulle kjøre gain i OA1 og 2, og dempe dette i OA4 for å gå god SNR og riktig forhold mellom CM før og etter OA1-2-trinnet. Imidlertid viser det seg at gjennom OA1 og 2 forsterkes ikke CM av den enkle grunn at op-ampene får lov til å drifte fritt, og dermed vil mangelen på differensielt signal gjøre at man ikke forsterker CM, man bare slipper det gjennom. Derfor ser det ut til at man godt kan kjøre gain i OA1 og 2, og allkevel kjøre 0dB gjennom OA4. Vi sjekket også hva som kom ut av bootstrapen, mellom R7 og R8, og det ser ut til å være helt identisk med CM-kilden på inngangen.

Jeg ser for meg at her bør man evt teste hva som skjer ved lave frekvenser, siden OA1 og OA2 da ikke lenger er like godt låst fra jord. Da vil man plutselig kunne begynne å konvertere CM til DM.

Uansett, med motstander vi lett kan matche for hånd, ser det ut til at en total CMRR på 110dB med 28dB total gain (inkl NC500 med 55dB CMRR) er innen rekkevidde. Med 1V/50Hz inn (en rimelig urealistisk verdi) ender vi på under 100µV ut ved 50Hz. Jeg tror også residual noise på rundt 12-15µV totalt, avhengig av gain, kan vise seg å være innen rekkevidde, men det gjenstår å se hva vi klarer i denne kretsen som nå begynner å bli en smule kompleks til buffertrinn å være. Det er uansett helt hysterisk lavt. Det skulle tilsvare under 12dB SPL med 115dB følsomhet og 1 meter lytteavstand. Det burde være umulig å høre i praksis.

KJ · 30.10.2018

Dersom jeg forstår deg riktig så er det en THAT inngangsbuffer med 15 dB differensiell forsterking og CM-bootstrap, der NC500 tjener som OA3 ? Det kan med andre ord se slik ut :

Hypex NC500 m diff buffer og CM bootstrap.jpg

Der X2 med omkringliggende motstander representerer NC500.

Med mål om CMRR på 110 dB, så forstår jeg ikke hvor du skal hente 45-60 dB undertrykking av common mode, dvs utover de 50-65 dB som NC500 gir.

«Inngangsbufferen»; X1, R5, R6, R13, R14, X4; har en differensiell forsterking på omkring 15,5 dB og, som vi har vært innom, en common mode forsterking på 1X / 0 dB. Undertrykkingen av common mode i inngangsbufferen er lik forskjellen i forsterking mellom differensiell og common dvs 15,5 dB. Denne undertrykkingen av CM er relativt upåvirket av toleransene på motstandene i tilbakekoblingen i bufferen R5, R6, R13, R14 (ved common mode er det ingen spenningsdifferanse over disse motstandene, det går ingen strøm av betydning og spenningsdelingen mellom OPAMPens utgang og inverterende inngang som gir forsterkingen er satt ut av funksjon).

Common mode bootstrapen gir i seg selv ingen demping av common mode, den sørger kun for at common mode inngangsimpedansen er så høy som mulig, slik at komponenttoleransene i inngang og avsender får minst mulig å si. Frekvensresponsen ut av X2 er stort sett to serier av «unity gain» båndbredde for opampen.

Dvs minimum CMRR blir omkring 65 dB og en typisk CMRR blir omkring 80 dB (100 µV = -80 dBV).

Med dette oppsettet og uten å gå bananas med den differensielle forsterkingen i «bufferen», så er det NC500 [X2 og toleransene i motstandene rundt X2] som har mest å si for oppnåelig CMRR.

Dersom en ønsker høyere CMRR (uten å bruke trafo) sammen med NC500 så må en finne andre løsninger for inngangstrinnet, og det blir antagelig noe mer «komplisert» / omfattende.

mvh
KJ

KJ · 30.10.2018

Over til impedans, med en forenklet THAT 1200 krets (uten krimskrams rundt RF-avkobling osv):

Grafen under viser simulert frekvensrespons og impedans fra 1m Hz til 1G Hz (høye frekvenser må tolkes med litt omhu):

Blå og rød kurve er frekvensrespons for hhv differential mode og common mode (vertikal skala dB).

Grøn og grulbrun kurve er impedans (den vertikale skalaen ytterst til venstre, som går fra 10K ohm til 1G Ohm, logaritmisk).

Den gulbrune kurven er for differensielle signaler og topper på like over 48K ohm og ligger flatt.

Den grønne kurven er for common mode signaler. Ved lave frekvenser starter den omkring 75k Ohm. Den stigende flanken på kurven er bestemt av C2 (høyere verdi flytter kurven mot venstre og lavere verdi flyter den mot høyre). Toppen på kurven er bestemt av netto CM forsterking (avvik fra 1X) ut av bootstrap forsterkeren X2 og utgangsimpedansen på X2 (trur eg). Den fallende flanken på kurven er bestemt av båndbreddebegrensningen i den samlede CM-forsterkingen (avvik fra 1X), høyere CM-båndbredde flytter flanken mot høyre og omvendt med lavere båndbredde. Impedansene over 1M Hz skal jeg ikke uttale meg om. Mellom 1 Hz og 100K Hz er CM-impedansen over 1M ohm og topper ved 300Hz på nær 200M ohm.

Nødvendig krimskrams til å dempe RF ødelegger naturlig vis HF resultatene.

mvh
KJ

Snickers-is · 31.10.2018

Det kan se ut til at C2 behøver å utføres med flere kondensatorer for å tilpasse impedansen mot høyere frekvenser.

Ellers har du selvsagt helt rett i at å overlate CM-rejection til en krets som har 55dB CMRR, og dermed oppnå 110dB, det går ikke. Da må man faktisk ha en betydelig CM rejection før signalet går inn i den kretsen.

KJ · 31.10.2018

Jeg tror du misforstod mitt forrige innlegg litt. C2 er modellert som en ideell kondensator (uten ESR, ESL, lekkasjestrøm, absorpsjon eller andre uhumskheter). CM impedansen mot høye frekvenser er dominert av båndbredden til CM signalet ut av opampen X2, eller retter sagt avvikene fra 1X forsterking [edit: og utgangsimpedansen fra X2].

Med ideelle opamper (uten båndbreddebegrensing mm.) så ser det slik ut (ellers samme krets som i mitt forrige innlegg) :

Simuleringen er fra 1m Hz til 1G Hz, den vertikale skalaen helt til venstre er strøm (, og den neste er impedans fra 10k til 1T ohm

Gulbrun kurve er den differensielle impedansen. Den grønne kurven er CM-impedansen. Her går CM impdansen fra et flatt nivå ved lave frekvenser på 72k Ohm til et flatt nivå ved høye frekvenser på 430G ohm.

Her har jeg tatt med strømmen i gjennom C2 i lilla kurve. Knekkfrekvensen -3dB er ved 90m Hz, dvs under denne frekvensen så har CM-bootstrapen liten/ingen virkning, og det aktive området for CM-boostrapen er over denne frekvensen. Frekvensen avhenger foruten av C2 også av R3, R7 og R10.

mvh
KJ

Snickers-is · 31.10.2018

Hmm, da er det kanskje et faseavvik i bootstrapen som følger av båndbreddebegrensningen som forårsaker dette da? Jeg ser 5532 har UG-BW på 10MHz. Vil man kunne forbedre dette med en LME49600 for eksempel? Den har jo veldig høy slew rate, og kan settes til 180MHz med unity gain.

I den andre enden tror jeg man godt kunne brukt en litt større kondis.

KJ · 31.10.2018

Mht til den fallende flanken så på CM-impedansen så er jeg ikke sikker på hva den skyldes, dvs helt eksakt. Jeg må også ta et forbehold for at impedansmålingen i simetrix (SPICE) ikke oppfører seg slik som jeg tror den skal gjøre. Jeg tror den viktigste forklaringen på den fallende flanken for CM-impedansen er utgangsimpedansen på CM bufferen (X2), og dernest båndbredden. Kurvene for fase eller gruppeforsinkelse ut av X2 samvarierer ikke nevneverdig med den fallende CM-impedansen.

Mine foreløpige eksperimenter kan tyde på at størrelsen på C2 kan være viktig ved AC-kobling og høy CMRR (bedre enn 80 dB), dvs med veldig snevre toleranser på motstandene rundt X3 (0,01%). Med AC kobling tror jeg det er et poeng å holde grensefrekvensen for CM-bootstrapen et godt stykke lavere enn grensefrekvensen i AC-koblingen (1/10). Dersom vi velger en grensefrekvens for AC koblingen på 1 Hz (som tillater elektrolytter uten for stor risiko for hørbar forvrenging), så tror jeg grensefrekvensen for CM-bootstrapen bør ligge omkring 0,1 Hz, dvs iht referansekretsen til THAT.

mvh
KJ

Snickers-is · 31.10.2018

KJ, hadde du giddet å teste BUF 634 som bootstrap og se om det gjør noen forskjell? Den har justerbar BW. Da kunne man se hvordan impedansen påvirkes av å endre båndbredden på op-ampen.

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/buf634.pdf

Snickers-is · 01.11.2018

C2 burde man jo kunne realisere med to kondensatorer og en regulator som gir enten + eller - max spenning fra driver-PSU i punktet mellom kondensatorene.

KJ · 01.11.2018

Første inntrykket med BUF634 så lovende ut. Jeg kommer tilbake men noen simuleringer senere.

Det er ikke strengt nødvendig å sette på bias på to polariserte el-lytter når de kobles som bipol. Jeg tror Cyril Bateman skrev noe om det i en artikkelserie han gjorde om forvrenging i kondensatorer. Det er mulig det står noe om det her https://linearaudio.nl/cyril-batemans-capacitor-sound-articles. Det viktigste er å sørge for at det ikke er et spenningsfall pga "nyttesignal" over kondensatoren. Dvs el-lytter bør "kun" brukes til å blokere DC, ikke som noe annet høypassfilter. En nedre grensefrekvens på maks 1 Hz bør være rimelig trygt.

Mvh
KJ

Snickers-is · 01.11.2018

Armand kjørte noen simuleringer på dette i Tina (regner med TI sine op-amper er rimelig presist definerte der). Fallet i impedans over pukkelen ser ut til å skyldes faseavvik når man kryper oppover i frekvens.

Armand · 01.11.2018

Her er en simulering jeg har gjort med BUF634 og OPA1611. Ved å senke resistansen ut av OPA1611 til 2k drives inngangen på BUF634 bedre uten at det går ut over ytelsen til OPA1611. BUF634's gain påvirkes av lasten så ved å bruke større motstander på R1, R2 og R4 oppnår man bedre resultat. Da kan man resusere C10 til 220u også. Jeg simulerer Z ved å dele spenningen i VF1 med strømmen AM1.
Med disse verdiene får vi mellom 60MEG og 200MEG i audiobåndet.

Snickers-is · 01.11.2018

Er det ikke potensielt ugunstig å ha så mye som 200kohm inngangsimpedans? Påvirker dette støyen i kretsen på noen måte?

Armand · 01.11.2018

Snickers-is skrev:
Er det ikke potensielt ugunstig å ha så mye som 200kohm inngangsimpedans? Påvirker dette støyen i kretsen på noen måte?

Jeg ser ikke problemet med å ha 200k. Man kunnne hatt 500k også med da begynner det å dra seg til med DC offset i buffertrinnet.
Man får en svak økning i white noise når ikke noe signal er tilkoblet, men det gjør vel ikke så mye.

Snickers-is · 01.11.2018

Jeg tenkte mer på om motstandene generer noe signifikant termisk støybidrag. De sitter jo i spenningsdeleren som utgjøres av avsenderens utgangsimpedans og effekttrinnets inngangsimpedans.

Armand · 01.11.2018

Snickers-is skrev:
Jeg tenkte mer på om motstandene generer noe signifikant termisk støybidrag. De sitter jo i spenningsdeleren som utgjøres av avsenderens utgangsimpedans og effekttrinnets inngangsimpedans.

Effektivt sitter de i parallell med avsenders utgangsimpedans og det termiske støybidraget bestemmes av parallellmotstanden. Hvis avsender har 100 Ohm på utgangen vil forskjellen på om du har 47k eller 500k bli forsvinnende liten.

KJ · 01.11.2018

Her er ei sammenlikning av CM-impedans mellom NE5532, LM4562 og BUF634:

Mørkeblå kurve (den laveste) er NE5532, grønn kurve er BUFF634, og lyseblå er LM4562. Kretsen er den samme forenklede referansekretsen fra THAT, men nå har jeg satt inn parametriske OPAMPER i buffer og den balanserte forsterkeren, der parametrene er satt lik spec for LM4562.

Når jeg sa at BUF634 så lovende ut så var det den flate toppen jeg så uten å legge merke til nivået resten. Min spicemodell for BUF634 har -3 dB ved 200M Hz.

EDIT : Hvilken fordel er det med «multi mega ohm» CM-impedans ? På mine simuleringer ser det ut til at det er tilstrekkelig med noen hundertalls k-ohm for å unngå at impedansmismatch før inngangstrinnet ødelegger CM-undertrykkingen, dvs uten ekstreme verdier for kildeimpedans.

Mvh
KJ

Armand · 01.11.2018

KJ skrev:
EDIT : Hvilken fordel er det med «multi mega ohm» CM-impedans ? På mine simuleringer ser det ut til at det er tilstrekkelig med noen hundertalls k-ohm for å unngå at impedansmismatch før inngangstrinnet ødelegger CM-undertrykkingen, dvs uten ekstreme verdier for kildeimpedans.

Var ikke dette en nerdetråd?

Snickers-is · 01.11.2018

Hvor høy impedans som er nødvendig må vi nesten se nærmere på. Jeg tenker at det viktigste er at effekten er bredbåndet.

Om du kikker på Armand sin simulering ser du at han har tweaket en del på motstandsverdiene. Dette skyldes at BUF634 ikke har nøyaktig gain ved visse laster. Derfor oppnår han også en betydelig økt impedans.

Det man også må spørre seg dersom noe skal produseres, er hvordan man kan kontrollere resultatet fra eksemplar til eksemplar. Jeg har trua på at BUF634 kan gi meget god forutsigbarhet.

Med de verdiene Armand brukte har man jo også en helt utrolig lettdrevet buffer, uten at jeg helt kan se at det kommer på bekostning av noe.

KJ · 01.11.2018

Armand skrev:
KJ skrev:

EDIT : Hvilken fordel er det med «multi mega ohm» CM-impedans ? På mine simuleringer ser det ut til at det er tilstrekkelig med noen hundertalls k-ohm for å unngå at impedansmismatch før inngangstrinnet ødelegger CM-undertrykkingen, dvs uten ekstreme verdier for kildeimpedans.

Klikk for å utvide...

Var ikke dette en nerdetråd?

Det er det. Men spørsmålet er hvor høy CM-impedans er mer enn «nok» ?

Merk hermetegn, og det vil jeg mene kvalifiserer som nerdespørsmål ...

mvh
KJ

Snickers-is · 01.11.2018

Jeg ser for meg to ekte hifinerder som diskuterer hvem som har høyest CM-impedans mot jord. Større = bedre. Trenger det være så forbannet vanskelig?

KJ · 01.11.2018

Toppen i CM-impedansene med OPAMPene kan enkelt dempes og flates ut noen hakk med en motstand i serie med kondensatoren på utgangene av CM-opampen. Det ser ikke ut å ha noen andre negative konsekvenser. Størrelsen en slik motstand bør være en liten andel av verdiene på lastmotstandene. Da kan får en jevn CM-impedans over et bredere område. Her er virkningen av en motstand på 10 ohm i serie med bootstrap kondensatoren. EDIT det er fortsatt referanse designet til THAT og nå med LM4562 som opamper (parameter modell).

mvh
KJ

Armand · 02.11.2018

Simuleringene vår stemmer bra over ens. Jeg skal bygge en slik snart så da får vi se hvordan det fungerer IRL.
Jeg trives bedre med kretsløp som ikke peaker og resonerer. Jeg og Snickers diskuterte det samme og fant ut at det er overkill å bruke BUF634. Her er det bare å hive inn en 741 og la det stå til !

Snickers-is · 02.11.2018

En liten kuriositet KJ:

Jeg skrev på Skype kl 2255: Jeg tror det faktum at den har ikke konstant gain er litt av det samme som å ha en utgangsimpedans.

Armand skrev på Skype kl 2258: Jo. Bruker jeg en av KJ's opamper og setter en serieresistans på utgangen av opampem mistenker jeg at vi får samme resultet som BUF634

Jeg skrev samtidig: Så om du for eksempel klinker inn ein 1611 og putter en liten motstand i serie med utgangen, før kondisen, så dempes den?

Snickers-is · 02.11.2018

Armand skrev:
Simuleringene vår stemmer bra over ens. Jeg skal bygge en slik snart så da får vi se hvordan det fungerer IRL.
Jeg trives bedre med kretsløp som ikke peaker og resonerer. Jeg og Snickers diskuterte det samme og fant ut at det er overkill å bruke BUF634. Her er det bare å hive inn en 741 og la det stå til !

Burde vi ikke bygge den med rør og hardwire den med Nordost-kabler?

Armand · 02.11.2018

Jeg registrerer at du ga en like til Snickers og ikke til meg KJ. Moderator er kontaktet.
Er det nerdete nok for denne tråden?

Snickers-is · 02.11.2018

Jeg ga en like til deg Armand, men ikke til KJ. Kanskje han kan sitte der og tenke over hva han har gjort...

Sent fra min SM-G965F via Tapatalk

KJ · 02.11.2018

Skal den bli skikkelig bra så må en nok ha et CM Bybee filter, Machina Dynamica sin super intelligente chip og noen quantum-klistrelapper.

mvh
KJ

Differensielle inngangstrinn - en bittepitteliten nerdetråd

Æresmedlem

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Æresmedlem

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Bransjeaktør

Æresmedlem