Lineær strøm til dingsebomser i hifibenken

[PeriodeLytter]

Søker fjerne 4-5 lavpris SMPS strømvorter uten PFC som henger på stereobenken. Først tenkte jeg bare kjøpe en større enhet som har PFC men ble usikker hvor effektiv en slik fungerer med flere lave laster i paralell? Merkelignok kan heller ikke Mouser selge slike til Norge pga eksportregler og de fleste strømforsyningene er kun tilgjengelig for OEM kunder.

Derfor er et eldre prosjekt vekket til live igjen og søker tips om en OK spenningregulator som klarer minimum 3 ampere?
Jeg har funnet MIC29302 som er oppgitt til å ha Voltage Drop Typ 370 mV og Noise 260 µV RMS. Datablad
Lker at denne har logikkstyring for av/på siden jeg da enkelt kan lage power-on triggere til de ulike regulatorene. Spørsmåler er om det finnes andre/bedre alternativer som kan levere opp til 3 amper?

Ut-spenninger som behøves er 5,0 / 5,1 / 12 volt. Enheter som skal strømføres er RPi4 (5,1V 3A), Ethernet Switch, RME DAC, TV Box, en IR konverter og trolig en Touch til visualisering.

Pga det lave spenningstapet i regulatoren er trafoer tenkt 3 stk 229C12 (12.6V C.T. @ 1.9A / 6.3V @ 3.8A)
Hvor jeg tenker ha en i serie til 12,6V, en i parallel til 6,3V og den siste som som 2x6,3V.
Jeg landet denne versjonen pga dem påstår lav kobling mellom pri/sec sammen med lav EMI.
Med andre spenningsregulatorer jeg har sett på må jeg evt opp på 229C16 som da vil gi noe mer varme og tap i regulatorerene.

Prosjektet er tenkt som point to point med loddeører typisk benyttet i rørprosjekter der hvor det er behov.
Før jeg går i gang og bestiller deler er det noen som ser åpenbare feil og kan klabbe til meg og føre meg på den rette vei?

 

[PeriodeLytter]

Likeretterbro er tanken at en standard bro kanskje er best egnet da primærmålet med disse strømforsyningene er å generere ren strøm med minimum støy tilbake til strømnettet.

Ved å sette filter til minimum strøm 8A og spenning 50V og be Mouser sortere dem etter minimum spenningsfall kommer denne ut blandt de 5 første. TS20K100-T https://www.taiwansemi.com/assets/uploads/datasheet/TS20K40-T SERIES_A2208.pdf
Den utmerker seg med skruehull og lav pris.

 

[PeriodeLytter]

Stusser på en ting vedrørende MIC29302. Datablad sier følgende

For stability and minimum output noise, a capacitor on the regulator output is necessary. The value of this capacitor is dependent upon the output current; lower currents allow smaller capacitors. The MIC2930x regulator are stable with 10 μF minimum capacitor values at full load.

This capacitor need not be an expensive low ESR type, aluminum electrolytics are adequate. In fact, extremely low ESR capacitors may contribute to instability. Tantalum capacitors are recommended for systems where fast load transient response is important.

Med min begrensede kunnskap er ikke lav ESR nettopp det som kjennetegner Tantalum?

Riktignok har jeg funnet en 33 μF tantalum med ESR på 1R6. Planen er å ha en tantalum loddet direkte på utgangspinnen. Sammen med en 470 til 2200 μF elektrolytt. Men jeg er usikker om jeg skal lete etter en tantalum med lavere ESR for ønsket transientkontroll?

 

[Armand]

Jeg tipper at det kan oppstå skadelige resonanser mellom en lav-ESR kondis og potensiell induktans mellom regulator og kondensator. Altså at dette er avhengig av layout.
Jeg kan ikke skjønne at en tantal med ESR på 1,6 ohm skal være særlig effektiv annet enn da for stabiliteten sin del. Jeg ville bare satt inn en vanlig elektrolytt med noen milliohm ESR. De skriver jo at det er OK.

Ellers ser det jo greit ut. Med 12,6V får du 17,8V i toppene minus ca. 1,2V i broen, så du havner på 16,6V i toppene ved full belastning. Så kommer det an på hvor store glattekondensatorer du bruker hvor mye spenningen synker mellom toppene. Bruker du romslig med glatting kan du til og med gå litt NED på spenningen før du havner i trøbbel. Typisk vil spenningen ut fra en liten trafo øke med 10% ved lav belastning.

 

[PeriodeLytter]

Ser nå på alternativ LDO fra Analog Devices LT1764A som oppgir støy til 40 μV RMS mot MIC29302WT sine 260 μV. Nå ser jeg ikke bortifra at pga manglende PCB optimalisering ikke kan nyttegjøre disse spesifikasjonene. Likevel er det fristende å forsøke.

Most datasheets report RMS noise with the LDO in a unity-gain configuration because the output noise is typically proportional to the gain. So if you know the unity-gain RMS noise voltage and the gain needed for your output voltage, you can quickly estimate what the RMS noise voltage for your application will be.

When comparing various LDOs, it is important to compare the RMS noise at the actual output voltage you plan to use in your application.

-- https://www.ti.com/lit/wp/slyy076/slyy076.pdf?ts=1693492170337

Artikkelen viser ikke hvordan man gjør slik kalkulering så jeg utfordret ChatGPT til å foreslå en formel.

1. Unity-gain RMS noise: 40μV
2. Desired output voltage: 5.1V
3. Unity-gain output voltage: 1.2V

Gain: (5.1V / 1.2V) = 4.25
Noise at new gain = 40μV × sqrt(4.25) ≈ 82.4 μV

Men når man tror man forstår å lese dataark presenterer dem flere måleeheter.

The LT1764A regulators have been designed to provide low output voltage noise over the 10Hz to 100kHz band-width while operating at full load. Output voltage noise is typically 50nV√Hz over this frequency bandwidth for the LT1764A (adjustable version). For higher output voltages (generated by using a resistor divider), the output voltage noise will be gained up accordingly.

Det betyr at støy øker både med frekvens og gain. Så ved unity-gain 1.2V ved 100kHz 50*sqrt(100000)/1000 ≈ 15.8μV som gir respektable 15.8*sqrt(4.25) ≈ 32.6μV ved 5.1V på utgangen. Samme øvelse ved 800Hz gir da et støygulv på 2.9μV. Klikk her for å leke med andre spenninger og frekvenser.

Spørsmålet er om jeg sammen med ChatGPT egentlig har det grunnleggende riktig? Om så er tilfelle er det ikke støy fra regulator som her blir et problem. Men om jeg får kontroll på PSRR og layout.

 

[PeriodeLytter]

Glattingskondensator og evt filter

You can't avoid the ripple, but you can make it small enough that you can regulate it out.
For the reservoir capacitance:

C=I*t / ΔV

Where:
C - is the capacitance in farads,
I - is the DC load current in amperes,
t - is the period of the full-wave rectified waveform, in seconds, and
ΔV - is the allowable ripple across the load, in volts.

In your case, if you're working with 50Hz mains and you can stand, say, 1 volt of ripple, then

C = 100A*0.01s / 1V = 1F

Kilde: https://electronics.stackexchange.com/questions/134249/full-wave-rectifier-capacitance-calculation

Så om vi forsøker lande ripple nede på på desimalen ved 3A strømuttak får vi C = 3*0.01 / 0.1 = 0.3F = 300.000uF.
Det skjer ikke vet du

Raspberry Pi 4 spesifikasjonene lister 3 Amper som krav for å fungere optimalt. Men dette er medregnet periferiutstyr som trekker strøm fra USB portene. Når RPi benyttes til å strømme musikk fra nettverket er det kun behov for noen hundre milliamper. Forsøker vi samme utregning med 200mA behøves 20.000uF for å nå ripple nede på 0.1V.


ChatGPT kom opp med denne formelen for å beregne hvor effektivt ripple undertrykkes i regulatoren. Ser for meg ut som standard dB til V konvertering uten andre forbehold?

Vout = Vin / (10^(PSRR/20))

LT1764A oppgir ripple til typisk 63 dB og minimum 55dB ved 120Hz:
0.1 / (10^(63/20)) ≈ 0.000071 V


Med forbehold at overstående faktisk har noe sannhetsgehalt la oss leke med tall. Klikk på formlene for å se og manipulere utregning.
Her finner vi ripple spenning vi får basert på kjent kondensatorverdi (µF) og strøm (I):
V_PSRR = 3I * 0.01t / (300000μF / 1000000)
Samme som over inkludert regulator (dB):
VT_PSRR = (0.5I * 0.01t / (20000μF / 1000000)) / (10^(63dB/20))
Samme som over med utregning til µV
µVT_PSRR = (0.5I * 0.01t / (20000μF / 1000000)) / (10^(63dB/20)) * 1000000

 

[KJ]

Jeg «stoler» ikke på chatGPT. Jeg vil heller foreslå å bruke et utvalg spice simulatorer, f.eks. simetrix og tintaTI

mvh
KJ

 

[PeriodeLytter]

Jeg stoler heller ikke på ChatGPT, men hun er tilgjengelig uten installsjon og lisensmas. Og slike simulatorprogram kan jeg heller ikke stole helt på grunnet bratt lærekurve som gjør at gjøken bak tastaturet (meg) fort generer og tolker data feil

Enn så lenge forsøker jeg mest å forstå, tolke og bruke dataarkene for å finne best egnede komponenter. Og bruk av søkemotor til online kalkulator har vist seg meget effektivt til å endre parametre — om det er slik at jeg har riktige formler

 

[PeriodeLytter]

Hva om man kobler to regulatorer i serie? Samme øvelse som post #6
PSRR_µV = ((((3A * 0.01t) / (20000µF / 1000000)) / (10 ^ (63dB / 20))) / (10 ^ (63dB / 20))) * 1000000

Nå brukes jeg nok begrepet PSRR feil så langt i tråden da jeg kun ser på 100Hz ut av likeretter. Men vi ser at om det er slik at vi kan nyttegjøre flere regulatorer i serie for å filtrere slik støy befinner vi oss raskt på støynivå som matcher loopback gain støy i regulatoren selv med konservativ størrelse på reservoar kondensatoren.

Men nå er vi vel inne på et område hvor en simulator bedre gir svar. Om ikke @Armand eller @KJ ikke allerede har gjort seg erfaringer på området?

 

[Armand]

Ja, to i serie fungerer. Har gjort det selv på ultra low noise strømforsyninger. Men en viss kapasitet i kondisbanken vil uansett trenge for at ikke spenningen skal droppe for lavt.
Det koster ikke stort å lage noe ultra bra når man lager det selv.

Husk at Raspberry gjerne trekker 2A i pulser. Jeg har mye erfaring med at dårlig power får den til å kræsje.
Det er jo selvølgelig også helt bortkastet energi å mate denne med ultra lav støy spenning. Det første som skjer er vel at 5V blir hakket rett opp i en switch mode regulator.

Jeg ville laget eget enkelt separat power til denne, og fokusert på lav støy til andre ting

 

[PeriodeLytter]

Takker @Armand !. Godt poeng med at RPi sin lokale PSU gjør dette litt overflødig. Jeg hadde et håp om at 5V på USB kontaktene var koblet til 5V nettverket på RPi. Men er ikke i farten i stand til å finne USB portene på dette skjemaet.

https://datasheets.raspberrypi.com/rpi4/raspberry-pi-4-reduced-schematics.pdf

Om så er tilfelle er det kanskje ikke helt nytteløst ved å ha renere strøm på USB kabelen til DAC'n.

Edit:

The connection between USB (downstream) Vbus and onboard 5V on a Pi 4 is the same as on previous boards - via a 1.2A current-limiting switch IC. If enabled, the switch will allow substantial reverse current before disconnecting.
--https://forums.raspberrypi.com/viewtopic.php?t=302366#p1812644

 

[KJ]

Du har helt rett i at det er en potensielt bratt læringskurve for så og si alle simuleringsprogrammer. I så måte er Simetrix det programmet jeg vet om som har det mest «idiotvennlige» brukergrensesnittet innenfor sjangeren, men også det stiller sine krav til «idioten». Det er også viktig å ha i mente at ingen simuleringer er bedre enn modellene eller kretsskjemaet, og det er en del tvilsome eller mangelfulle SPICE modeller. Ha også i mente at et kretsskjema er også en idealtilstand som ikke esksiterer i virkeligheten - alle forbindelser har motstand induktans og kapasitans (mot alle nærliggende forbindelser), og lforbindelser er «antenner». På den andre side, når en har «brutt igjennom» brukerterskelen, er det veldig let å gå til for å teste ut enkle kretsopsett, og sammenlikne variasjoner over et tema.

Ang likeretting - dersom du er opptatt av å få minst mulig spenningstap i gjennom likeretingen kan du ev vurdere å bruke schottky dioder. De har typisk halve frem-spenningstapet som vanlige dioder, rundtom 0,4-0,7V. Ulempen er at de er «raske» og tåler mindre revers spenning, og finnes stort sett ikke i ferdige likeretterbroer.

Her er f.eks. ei kjapp simulering av 6,3VAC50Hz likerettet igjennom hhv MBR6045WT (en veldig kraftig schottky diode som jeg tildeligvis fant i samlingen av spicemodeller) og 1N5400 (std diskret likeretterdiode som tåler 3A), med [EDIT] 100µF 100mF glattekondensator og 2,4 ohm last (grovt regnet 3A +/- 0,3A):

Rød kurve er schottky og grøn kurve er std dioden. Dette er en «transientanalyse» over 10 sekunder, med utsnitt for det siste tidels sekundet. Tid langs x-aksen, spenning langs yaksen (6V til 8V). RMS verdien på rød kurve er 7,57V og grønn kurve er 6,67V. Rippelspenningen i begge tilfeller er ca 90mV RMS og og 300-350 mV p-p.

Mht marginen mot minimum spenningsfall over en påfølgende spenningsregulator er det bunnen i rippelspenningen som er interessant.

Nå vet jeg ikke hva som ev er gjengse toeleranser på en trafo (viklingsforloldet/talløene er det vel ingen grunn til at de skal avvike, så da er det ev kobber og magnetiske eegenskaper ?), men nettspenningen er som kjent normert til 230V+/-10%. Med -10% på nettspenningen gir std dioden en spenningsbunn nær 5,7V, mens schottkydiodene gir en bunn nær 6,5V - dvs en vesentlig bedre margin mot spenningsfallet over regulatoren og utspenningen.

mvh
KJ

 

[Armand]

Du virker interessert nok i dette til at jeg synes du skal prøve et gratis simuleringsprogram.
Gå inn her: https://www.ti.com/tool/TINA-TI

Trykk på download og installer. (Du må opprette en gratis konto hos Texas Instruments)

Når du har gjort dette kan jeg sende deg en ferdig fil som du kan starte opp og enkelt simulere for å se rippel slik som KJ viste.
Da kan du leke deg med å endre på kondensatorverdier og se hva som skjer.
Jeg tipper du blir hektet

 

[Armand]

Filen er klar:

 

[PeriodeLytter]

@Armand - Da kjører Ti sin sim.

 

[Armand]

Trykk på Analysis -> Transient og fyll inn at du ønsker å simulere fra 0 til 100ms

Du får da opp følgende bilde:

Du se du får opp flere "taber" nederst etterhvert som du gjør flere simuleringer.
Du har også flere verktøy på linjen øverst. Zoom, label, etc. Ikke så superintuitivt, men det er jo bare å prøve seg frem.

 

[Armand]

Det er desverre ikke noen enkel måte å få "din" regulator inn i TinaTI. Du må importere SPICE modellen. Det er video som forklarer dette fint her:

Importing SPICE models into TINA-TI(TM) simulator | Video | TI.com

How to import SPICE models into TINA-TI.

www.ti.com

Jeg importerte TI's LM1085 regulator og fikk dette som viser at du akkurat får litt rippel på utgangen med 4000uF glattekondensator. Denne regulatoren har drop out på ca. 1,5V. Filen er vedlagt, så du trenger ikke gjøre importeringsjobben (tror jeg).

 

[Armand]

Skal du simulere den regulatoren du ønsker deg (LT1764A) fant jeg ikke noen måte å få den inn i TinaTI dessverre. Da må du bruke LTSpice. Den er også gratis og det finnes masse brukerhjelp på internett. Brukergrensesnittet på denne er imidlertid annerledes enn det vi har blitt vant til. LTSpice kjører sin egen greie... Ikke så veldig vanskelig å finne ut av, men du må regne med å google litt hjelp.

Her ser du at dropout er mye mindre. Analog devices lager svært gode regulatorer.

 

[PeriodeLytter]

Tusen takk @Armand! Flott boost for å komme i gang med litt momentium. Igjen takker for din tid du har lagt i dette.

PS! SPICE importen av LM1085 fungerte rett fra filen din. Dette at det mangler komponentbibliotek var det som stoppet meg sist jeg forsøkte meg på denne type programvare. Da ble det liksom for mange hindringer.

 

[Armand]

Bra du er kommet i gang. Mye bedre å simulere dette enn å regne med formler som aldri blir riktig.
Å simulere trafoer har jeg imidlertid lite hell med å få så mye fornuftig ut av. Like greit å bare simulere sekundærspenningen

 

[PeriodeLytter]

Takk @Armand: Ja det første jeg så når jeg begynte med modellene var at jeg derfor må forstå hvordan sette sekundærspenning korrekt.

Matten er ref wikipedia

Vdc = 2*6.3/3.14159265359 = 4.01 V

Vrms = 6.3*(sqrt(2)) = 8.91 V

Ripple faktor = Vr = Vpeak/Vdc = 6.3 / 4 = 1.575 V

Her forstår jeg det slik at produsenten oppgir peak nomiell* spenning på sine trafoer. Samt det er RMS verdien som skal nyttes som sekundærspenning (etter likeretter).

Dette er jo tall som kan variere opp til 10% med primærspenning fra 207 til 253 V. En trafo oppgitt til 230 = 6,3 Vac kan derfor variere fra 5.72 til 6,93 Vac. Her hjemme måler jeg 236 Vac ganske gjevnt som er 2.57% høyere enn oppgitt spesifikasjon for trafo jeg har valgt, — jeg får da teoretisk 6,46 Vac med denne +/- avvik fra produsent som nok er på samme nivå.


@KJ - for mange jordrotasjoner siden — en tid etter jeg hadde loddet sammen mine The End mk III forsterkere husker jeg man snakket om raske schotty dioder vs bruk av snubbkondesatorer. Jeg mener huske motargumentasjonen mot bruk av schotty den gang var at de genererte mer switchingstøy enn mer tradisjonelle dioder. Men jeg har ikke sett noe målinger som underbygger dette?


Edit: (*) Takk til @AAaF

 

[AAaF]

Dei typiske +10% det er snakk om, er når ein ser bort frå nettspenningsvariasjonar, dei kjem av tap i transformatoren. Nominell spenning er oppgitt ved maks strøm, så det vil sei at trafoen ubelasta typisk vil gi ca 6.3 x 1.1 = 6.9V. Med +10% på nettspenning vil du då få 7.6V.

Forstod det som mykje av tapet låg i kobberviklingene, altså kan produsenten lempe inn tykkare viklinger og få feks +5% i forhold til nominell spenning, men kobber er som kjent relativt dyrt.

 

[PeriodeLytter]

Vedrørende ubelastet trafo. Endrer spenning seg lineært med last?

 

[AAaF]

What is Transformer's Voltage Regulation? Examples And Applications

What is Voltage Regulation? Examples of Voltage Regulation. How to Improve the Transformer Regulation? Transformer’s Zero Voltage Regulation. Applications of Poor Regulation

www.electricaltechnology.org

 

[KJ]

...
@KJ - for mange jordrotasjoner siden — en tid etter jeg hadde loddet sammen mine The End mk III forsterkere husker jeg man snakket om raske schotty dioder vs bruk av snubbkondesatorer. Jeg mener huske motargumentasjonen mot bruk av schotty den gang var at de genererte mer switchingstøy enn mer tradisjonelle dioder. Men jeg har ikke sett noe målinger som underbygger dette?

Jeg mener en snubber (RC) over sekundersiden på trafo (i og for seg også på primærsiden) før likerettig uansett er en god ide. Den demper ringingen som kan oppstå på sekundærspenningen, som funksjon av trafoens induktans på sekundærsiden og at strømmen igjennom likeretterene er pulser.

Jeg har heller ikke sett noe konkret om switchestøy fra diodene i en likeretter. En periode var det jo også populært med «ultra fast, soft recovery» dioder. I wikipediartikkelen om schottky dioder står det noe om nær umiddelbar switchetid. Så kanskje de ikke støyer så mye likevel.

Schottky diode - Wikipedia

en.wikipedia.org

mvh
KJ

 

[Armand]

Disse ultra fast diodene har jeg NULL tro på. Alt handler om å lage en mest mulig støyfri DC. Jeg finner ingen grunner til at en raskere diode kan bidra noe der. Heller det motsatte faktisk.
Snubberkretsløp har imidlertidig noe for seg. Jeg bygget en krets som trigger denne reonnansen slik at jeg kan måle den og bygge en snubberkrets som er tilpassen resonnansen. Quasimodo heter den. Søk på google

 

[PeriodeLytter]

Nå har jeg reparert og satt sammen et uttal strømforsyninger i min tid. Alle etter monkey see monkey do prinisppet. Det er morsomt nå faktisk begynne å forstå hva man har holdt på med. En erfaring jeg har tatt med meg fra lineære regulatorer som jeg tidligere har benyttet (317, 350, 78xx/79xx) er at tempraturen stiger jo større spenningsforskjell det er på inngang og utgang. Derfor gikk jeg inn i dette prosjektet med ideen om å benytte trafo med sekundærspenning så nært til nødvendig inngangspenning for LDO.

Takk til @Armand er jeg nå på LTspice for å simulere LT1764A. Noe jeg tidlig lærer er hvorfor man designer med høyere sekundærspenning på trafo. Det gir bedre headroom mellom ripple og ønsket DC som gjør at man kan nytte betydelig mindre reservoar kondensator.
— 5.1VDC med 6.3Vac (8.9 Vdc RMS) 3A last behøver 39.000µF
— 5.1VDC med 8.0Vac (11.3 Vdc RMS) 3A last klarer seg med 10.000µF

Dette blir det fort penger av om man skal produsere dem i flertall. Det andre er at disse verdiene er beregnet med ESR 0.017 ohm som øker med alder. TDK anslår i et av sine dataark at vi kan forvente ESR øker med 3 ganger i løpet av levetiden. Skal man beregne inn dette må kondesatoren på 39.000µF økes til 120.000µF, og selv da kan man se ripple på DC. edit: feil i modellen

Av denne simuleringen drar jeg konklusjon at ved valg av trafo sekundærspenning er det mest nyttig å benytte formelen for Vdc ut av likeretter (post #21). RMS verdien legges inn som spenningkilde i simuleringsprogrammet.
Trafo med nominell 8Vac sekundær: Vdc = 2*8/3.14159265359 = 5.09 Vdc ut av likeretter.

Overstående virker være etter læreboken siden kalkulasjon og simulering samstemmer. Men hva om vi følger tanken om lav spenning og gjør som @KJ foreslår og minimaliserer tap i likeretteren? Nå fant jeg ikke ut av egnet schottydiode i LTspice så jeg fusket litt ved å øke spenningskilden med 0.8Vac ref @KJ sin post #12.
— 5.1VDC med 6.3Vac som da gir 9.7 Vdc RMS med schotty. Med 3A last behøver vi 18.000µF (ESR 0.017Ω) mot 39.000µF med standard silicon likeretter.

Nå har jeg ikke sett på kost med schottydioder vs større kondensator. Men jeg var spent på om lavere peak kildespenning vs DC ut kan sees på FFT. Noe jeg ikke klarer påvise med min begrensede forståelse av hvordan konfigurere FFT display i LTspice. Dog forstår jeg at krets layout potensielt kan påvirke dette uten at LTspice forsøker simulere slikt.

FFT viser også at det ikke er noe poeng å benytte større kondesator enn det strømutaket krever annet enn for å kompensere for stigende ESR ved aldring. edit: som har mindre påvirkning enn modellen først antydet.

Dette skjema skal da gi en stabil 3A strømkilde. Diodene er tilfeldig plukket silicone modeller.

Vedlagt finnes LTspice skjema. Må fjerne '.txt' fra filnavnet.

 

[Aurora]

At temp'en stiger med økt strømtrekk i lineærregulatorer er da nærmest selvfoklarende.. I-O differansen x strømtrekk = omsatt effekt....

 

[PeriodeLytter]

At temp'en stiger med økt strømtrekk i lineærregulatorer er da nærmest selvfoklarende.. I-O differansen x strømtrekk = omsatt effekt....

Ja det var det jeg noe klønete søkte minimaliserre med lavere trafospenning Dette er for det meste ting som skal stå på 24/7 så forsøk på å optimalisere tomgangstrøm er del av øvingsoppgaven min

En sak jeg stusser på om simulatoren viser korrekt?
Diode D2 og D3 starter opp med en voldsom peak. Her vist med over 28 amper med 10.000µF. Og over 80A med 68.000µF.
Er det vanlig å velge likeretterbro (overdimmensjonere) basert på denne peaken?

edit: Ved nærme titt ser jeg at diodebroen jeg allerede linket i post #2 har oppgitt Surge Current på 580A. All is good!

 

[Armand]

P=U*I ja
Husk at kondisene er tomme når simuleringen starter. Derfor høyere peak strøm
Jeg vet ikke om jeg er enig med ESR og kapastians konklusjonen din. Prøv å simuler dette med å sette inn en motstand i serie med kondensatoren.

 

[PeriodeLytter]

Da setter jeg

til null og erstatter med seriemotstand.

Joda, du har rett. Dette genererer helt andre resultater hvor ESR i langt mindre grad påvirker resultatet.
Behøver modellen muligens alle parameter satt for å fungere? La meg teste....

Ved å velge en modell fra listen som også har parameter for induktans kommer jeg nærmere resultat som med motstanden alene. Takker for tilbakemelding @Armand, dette hadde jeg ikke fanget uten korreksjon. Redigerer min post for å gjenspeile ny lære.

 

[Armand]

Gledeleg å se at du er i gang med simuleringer. Det gir en helt annen forståelse.
Når det gjelder dioder og peak strøm så tåler disse svært store strømmer så lenge perioden er kort nok. Peak er som regel oppgitt i databladene.
Når du nå ser disse store strømmene som går i korte pulser inn på kondensatorbanken så forstår du også hvorfor ledningene disse strømmene går i bør holdes godt unna sensitive kretsløp.
Jeg har i noen tilfeller brukt en seriemotstand for å begrense disse peakene på utstyr som bruker lite strøm.

 

[PeriodeLytter]

FFT viser to regulatorer i serie som ser ut til å gi vel 50 dB bedre demping av 100Hz peak'n. Ikke helt ulikt kalkulering gjort i post #9 ser det ut som man kan bruke spesifikasjoner fra dataark 55 til 63dB litt mindre optimistisk.

Jeg stusser dog på hvilket vindusfunksjon som er best egnet til å vurdere simulering av PSU?
Disse skjermdump nytter Flat Top vindu som forsøker illustrere at den 2 regulatoren (U2=blå) utfører en del filtrering etter U1=Grønn. Man kan se denne effekten forsterket om man endrer utgangskondesator på U1 til lavere verdi enn anbefalt hvor da regulatoren blir ustabil.

Ved å øke reservoar kondensatoren fra 10.000µF til 33.000µF ser det ut som det er ytterligere 7dB bedre demping.

 

[Armand]

https://download.ni.com/evaluation/pxi/Understanding%20FFTs%20and%20Windowing.pdf

Kortversjon. Bruk "Hann window"

Du kan også se om regulator blir stabil med større konsensator hvis du introduserer en liten 0 1 ohm seriemotstand

 

[KJ]

Ja det var det jeg noe klønete søkte minimaliserre med lavere trafospenning Dette er for det meste ting som skal stå på 24/7 så forsøk på å optimalisere tomgangstrøm er del av øvingsoppgaven min

En sak jeg stusser på om simulatoren viser korrekt?
Diode D2 og D3 starter opp med en voldsom peak. Her vist med over 28 amper med 10.000µF. Og over 80A med 68.000µF.
Er det vanlig å velge likeretterbro (overdimmensjonere) basert på denne peaken?

Vis vedlegget 948649

edit: Ved nærme titt ser jeg at diodebroen jeg allerede linket i post #2 har oppgitt Surge Current på 580A. All is good!

Dersom du legger til ekvivalent motstand og induktans ut av transformatoren så blir ikke den første ladepulsen igjennom likeretteren så dramatisk. La oss f.eks. si at transformatoren har en kvivalent seriemotstand på sekundærsiden på 0,315 ohm (anslått ut fra en antatt spenningsforskjell på sekundærsiden mellom null og full last på 1,2V og maks last på 3,8A, dvs ubelastet spenning ut av trafo på 6,3+1,2=7,5V) og en ekvivalent serieinduktans på anslagsvis 50µH (for kortsluttet primærspole, det er målt verdi på en 9VAC 36VA noratel ringkjernetrafo jeg har liggende), sådan :

Da får jeg en første ladepuls+resistiv last på like over 16A med schottkydioder og rett rundt 15A med 1N5400. Steday-state så er ladepuls+resistiv last hhv ca +/-8,2A p-p og +/-7,6A p-p.

Mvh
KJ

 

[PeriodeLytter]

Dersom du legger til ekvivalent motstand og induktans ut av transformatoren så blir ikke den første ladepulsen igjennom likeretteren så dramatisk.

Takker! Jeg får simulere og se om jeg forstår om en slik krets kan ha negativ påvikrning i drift?

Er litt spendt på om jeg kanskje kan måle induktans i trafoer når denne ramler inn fra Japan (eBay).
Trolig det rimeligste LCR meteret jeg har sett med valgfri frekvens opp til 100kHz.

LCR ranges
L: 20.000 μH -- 2000 H
C: 200.00 pF -- 20.00 mF
R: 20.000 Ω -- 200.0 MΩ
DCR: 200.00 Ω -- 200.0 MΩ
Selectable test frequencies: 100 Hz / 120 Hz / 1 kHz / 10 kHz / 100 kHz

brukermanual: https://ietlabs.com/pdf/Manuals/DE_5000_im.pdf

 

[KJ]

Det bør funke. Induktansen (med kortsluttet primær, og ev paralellkoblet sekundær) bør forhåpentlig ikke være spesielt høy. Det er heller ikke en måling med spesielle krav til presisjon - «ball park» er stort sett godt nok. EDIT: vær oppmerkosm på at det kan ta noe tid før målingen stabiliserer. Hos meg på den nevnte ringkjernetrafoen kan det et minutt eller så før jeg frå stabile målinger, om det er på grunn av instrymentet eller trafoen vet jeg ikke helt, mne jeg tipper trafoen er en stor del av forklaringen.

mvh
KJ

 

[PeriodeLytter]

Etter noen timer med å forsøke få kontroll på det som så ut som et støybilde (post #33) fra regulator nummer 1 i dualoppsettet begynner det demre at kanskje det ikke er støy fra simulering jeg ser. Men FFT plottet som gjør feil. DuckDuckGo fant fram til det som virker være løsning. I hvertfall har jeg nå penere linjer på skjermen.

Legg inn på skjema fra Edit SPICE Directive

.tran 0 1 0 1u
.option plotwinsize=0
.opt numdgt=15

kilde: https://electronics.stackexchange.c...hats-the-junk-at-the-end-of-my-fft-in-ltspice

Grønn er utgang fra første regulator. Blå som er rundt 49dB lavere er utgang fra regulator 2. Ved 1000 Hz er vi ned -140dB. Beste jeg har klart til nå med 2 regulatorer er -113.7dB eller 2.07µV 100Hz ripple med 3A last.

 

[Armand]

Beklager at jeg har forstyrret nattesøvnen din
Det ser ut som du har kommet godt i gang
Har du oscilloscop? Det finnes jo etterhvert mange rimelige kina-versjoner der også sikkert. Ellers kan jeg anbefale picoscop. Det starter på 1500,- for et brukbart et og der har du FFT. Det kommer med to prober

PICOSCOPE 2204A | Pico Technology 2204A PicoScope 2000 Series Analogue PC Based Oscilloscope, 2 Analogue Channels, 10MHz | RS

no.rs-online.com

 

[PeriodeLytter]

He he Jotakk, det går utover nattesøvnen.

Jeg har et gammelt og veldig enkelt digitalt 2 kanals 20MHz scope. Men erfarer vel at FFT målinger gir større nytte til audio.
Det har derfor ligget litt i kortene på sikt oppgradere RME UCX lydkortet til et med bedre støygulv.

Hvordan tenker man egentlig vanlige audio ADC brukt sammen med Multitone og/eller REW fungerer sammenlignet med et dedikert scope når fokus er FFT?

Eks. på mulig oppgradering av ADC — E1DA sin ADC som i høyeste gradring 0 (Bundle 4) hevder gjøre -129dB(A). Den kan da gjøre nytte som platespillerinngang når jeg ikke bruker den som måleinstrument. ADC'n er diskutert på audiosciencereview.
Link til butikk