Ultimate DIY forsterker ?

[KJ]

Jeg har også en misstanke om at MOSfet biter seg selv i halen før du vet ordet av det. En hel ubegrunnet misstanke.

De «beste» utgangstrinnene jeg har simulert ligger med en open-loop forvrenging på rundt -60 dB (ca 40V p-p i 8 ohm), oftere rundt ca -50 dB. Det er «4-trinns» utganger, jeg har ikke prøvd særlig med flere trinn.

Kan (er det tilrådelig) å bruke kondensatoren over feedback-mostanden for å redusere behovet for miller-komepnsasjon? Kan det evt også med hell kombineres med å lage et aktivt 2. ordens filter rundt inngangstrinnet? Jf Self og Cordell sine artikler i de siste utgavene av Linear audio (vol 4 & 6) > Kan TPC og TMC kombineres på en effektiv måte?

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Jeg har også en misstanke om at MOSfet biter seg selv i halen før du vet ordet av det. En hel ubegrunnet misstanke.

De «beste» utgangstrinnene jeg har simulert ligger med en open-loop forvrenging på rundt -60 dB (ca 40V p-p i 8 ohm), oftere rundt ca -50 dB. Det er «4-trinns» utganger, jeg har ikke prøvd særlig med flere trinn.

Kan (er det tilrådelig) å bruke kondensatoren over feedback-mostanden for å redusere behovet for miller-komepnsasjon? Kan det evt også med hell kombineres med å lage et aktivt 2. ordens filter rundt inngangstrinnet? Jf Self og Cordell sine artikler i de siste utgavene av Linear audio (vol 4 & 6) > Kan TPC og TMC kombineres på en effektiv måte?

mvh
KJ

Fint med noen tanker omkring dette med Utgangstrinn.
Jeg tenker med flere trinn 1/Ft1 + 1/Ft2 +1/Ft3.... Det vil nok senke den totale hastigheten, så jeg tenker få trinn.
Eller som en vis mann sa: Så enkelt som mulig men ikke enklere enn det.
Usikker på hvilken feedbackmotstand du tenker, er det den "globale" ? Isåfall tenker jeg at kompleks last da kan gjøre det hele værre om man er litt uheldig med høytalerlast og Zobel nett (?) Og så får man full feedback for Hf her tenker jeg dette reduserer "radioimunitet" med dagens RFstøy dersom Zobel er litt slak ( ? )....

Har ikke sett disse 2.ordens filterne og implementering. Så jeg tenker nå et det øker kompleksitet og kostnad likså mye som andre løsninger i grunnkonstruksjon.
Linearaudio: disse har jeg ikke lest.
To Pole Compensasjon og Total Miller Compensasjon: Begge deler kan jeg ikke si å ha sett: Jeg vil nok være til godt over knehøyde i vatn om jeg
skulle begi meg utpå absolutt optimalisering med begge samtidig.

Kritisk derimot; det er jeg alltid

 

[KJ]

Ang feilkoreksjonen til Hawksford/Cordell så tror jeg den viktigste fordelen er at den gjør at utgangstrinnet kommer nærmere 1X forsterking og blir mindre lastavhengig. Jeg er enig i at kretsene ikke helt likner på prinsippskissene.

Jeg tenkte i flere utgangstrinn i serie (jf. darlington) dvs «driver - driver - driver - utgang». Paralellkobling av utgangen (og evt en eller to drivere) er vel først og fremst et spørsmål om last fordeling og lastavhengighet?

Med kondensator over «feedback mostanden» - jeg mente global feed back - motstanden fra utgang til invertert inngang.

To Pole Compensation (TPC) og/eller Transitional Miller Compensation (TMC) tror jeg må til for å komme i nærheten av -120 dB ved 20k Hz - det målet er i seg selv godt over knehøyde, forutsatt normal plassering av knærne. TPC gjør at open-loop-båndbredden kan økes et hakk eller to. TMC gjør at utgangen inkluderes i fasekompensasjonen opp til en frekvens. I prinsippet kan de kombineres, uten at jeg aner om det er lurt eller ei. Jeg kommer tilbake med prinsippskisser i kveld.

mvh
KJ

 

[KJ]

Kompensering

Vedlagte bilde viser noen alternative måter å gjøre Millerkompenseringen. Bilidet viser den konvensjonelle oppbyggingen av OPAMPer/fortserkere med et differensielt inngangstrinn, spenningsforsterker (VAS) og utgangsbuffer.

Først den konevensjonelle kompenseringen med enkel kondensator fra utgangen av VAS og tilbake til inngangstrinnet.

Nummer to er «Transitional Miller Compensation» (TMC) med to seriekoblede kondensatorer fra utgangen av spenningsforsterkeren og tilbake til inngangstrinnet. Midtpunktet mellom kondensatorene har en mostand til utgangen. Den enkleste måten å forstå dette på er at C3 og R5 er i paralell. Dvs at kompenseringen ved «lave» frekvenser (når C3 har høyere «motstand» enn R5) inkluderer utgangstrinnet. Ved høye frekvenser har C3 lavere «mostand» enn R5 og C3 er i serie med C2.

Nummer tre er Topolkompensering (TPC) hvor C5 + R6 + C4 gir et andreordnes filter fra utgangen av speningsforsterkeren og tilbake til inngangstrinnet. Det gjør at open-loop-båndbredden kan holdes et hakk eller tre større og samtidig sørge for at opeloopforsterkingen faller raskt nok oppover i frekvens for å unngå ustabilitet

Nummer fire er en kombinasjon/hybrid av ## tog og tre dvs TMC+TPC=TMTPC. Jeg aner ikke om det har noe for seg.

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Ok da har jeg forstått det omtrent riktig.
Skal ikke dette egentlig medføre noe problematikk da forsterkningen blir satt til 1+ tilbakekoplingsforhold ?
Noe kunne vel løses ved å invertere begge trinn:




... med forbehold om at jeg intet forstår ... Her kan med fordel både og U2's pluss osgå drives om Rx og RY.....
(som også er alternativ tilkopling som modifikasjon på nermest enhver forsterker, OTA er tilnermet , man kan samtidig tilkople U2's + til inngang )

 

[KJ]

^ hva med å bruke en håndfull LM3886 som buffer til LM4562? Fire LM3886 i parallell bør være tilstrekkelig til det meste med maks forskyningsspenning (+/- 40V, antagelig tryggere med litt lavere). Da er det kanskje også overkommelig å lage en balansert/brokoblet sak? >> TitanicGainCard ? Det blir selvfølgelig alt for enkelt, men kan kanskje fungere over forventning.

Forresten var det i Linear Audio vol 0 at Self utforsket TMC og andre konfigurasjoner av kompensering:

Home

Det er en absolutt leseverdig publikasjon.

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Mener den var omtalt også på DIYaudio. Jeg begynner å lure på om jeg må lese litt der (?).

Så langt har jeg bare funnet feiler, så da kan man vel forsøke på en ærlig måte å unngå dem i grunnkonstruksjonen? Her er første forsøk:

Linearitet / match:
Ingen har så langt nevnt matching i tråd forbindelse, jeg velger å bruke sum av spenninger over kolektormotstandene med dobbelstråle skop og justere til minst mulig utslag. Kjappt og enkelt. Skisse vedlagt med verdiene jeg finner omtrent ved simulering. Ellers gjør jeg dette som rutine under bygging siden det da helst er "one of a kind". Her 2*tre difftrinn tenkt brukt og derfor skjekket med simulering, om andre modeller brukes... ja da får man vel "gjenta byggeprosedyren".
Matching/tuning er viktig for å redusere det jeg har lest som "The VAS fighting issue", SÆRLIG MTP symmetriske forsterkere.
VAS trinn som er bygget på andre "ukritiske" måter får konstruktørene stå for selv. (Huff jeg beklager kritikken den kan være ubegrunnet)

resultater av simmuleringene:
Første diff sett U=24V: 2sc 2240 og 2sa970, begge med 100 Ohm emitter samt strøm 2.3mA spenning 24v
Rtuning: 15K

U=50v
Andre diff sett Re= 47 Ohm, I= 6mA, Transistorene: 2sd756 og 2sa716, tuning R=10k
Tredje diff sett Re= 47 Ohm, I= 16mA, Transistorene: mje 340, mje 350, tuning R=5k

 

[KJ]

Kikka litt igjen på den tiscalisaken. De har gjort det nesten «absurd» komplisert, men den likner litt med ideer jeg har lekt med tidligere. Vedlagte skisse likner på prinsippskissen til tiscali. Den simulerer med ca 30V RMS @ 1k Hz i 100 ohm og 2. harmoniske på ca -120 dB og 3. harmoniske et sted under -140 dB. Båndbredden med 21X forsterking er ca 5M7 Hz (-3dB) GBwP blir lett absurde 119M Hz.

mvh
KJ

 

[KJ]

^ Burde muligens legge på en liten forklaring for de som ikke tar slikt på strak arm ... den disrkete forsterkeren er i prinsippet lik Analog devices sine AD844/846 strøm-motkoblede OPAMPER. Dvs midpunktet melllom R9 og R12 er en inverterende strøminngang. Midtpunktet mellom R5 og R13 er en spenningsinngang med litt lav impedans.

Ytelsen er i sor grad styrt av NE5532, dvs dersom det er mulig å klemme inn en LM4562 så vil ytelsen kunne bli «tilsvarende» bedre.

Dersom NE5532 bygges som en diskret OPAMP, så kan kanskje VAS på denne «innkapsle» Q2 og Q4, slik at Q2, Q3, Q4 og Q5 da blir utgangstrinnet i OPAMPEN. Jeg kommer tilbake med en skisse på det i kveldinga.

mvh
KJ

 

[HeadMan]

^ Burde muligens legge på en liten forklaring for de som ikke tar slikt på strak arm ... den disrkete forsterkeren er i prinsippet lik Analog devices sine AD844/846 strøm-motkoblede OPAMPER. Dvs midpunktet melllom R9 og R12 er en inverterende strøminngang. Midtpunktet mellom R5 og R13 er en spenningsinngang med litt lav impedans.

Ytelsen er i sor grad styrt av NE5532, dvs dersom det er mulig å klemme inn en LM4562 så vil ytelsen kunne bli «tilsvarende» bedre.

Dersom NE5532 bygges som en diskret OPAMP, så kan kanskje VAS på denne «innkapsle» Q2 og Q4, slik at Q2, Q3, Q4 og Q5 da blir utgangstrinnet i OPAMPEN. Jeg kommer tilbake med en skisse på det i kveldinga.

mvh
KJ

AD846: Jo den har man sett før....: Se innlegg #33 Der er brukt Tiskali inngang (OTA, Operasjons Transkonduktans Amplifier, diff spenning inn og diff strøm ut) i stedet for Ne5532.

Ie da er det samme grunnskisse. Mens du har brukt nested feedback i stedet for global

Se også MINST EN gang til på #14 hvor Asbjørn nevner Pass patent som sier OTA koplet mot J-fet.
Det skulle tilsvare skissen i Innlegg #45 OTA driver U2 med j-fet inngang. Som gir alsindig mye tilgjengelig tilbakekopling. Å drive U2's + inngang blir som ett tja i forhold.
http://www.hifisentralen.no/forumet...1386710128-ultimate-diy-forsterker-nested.jpg


I den kretsen som likneri #33 har jeg strømforsterkning på inngang (tilsvarende AD846) på ca 10 og 2 i speilet, mer enn to i speilet så finner jeg at støyen øker, så jeg valgte strømforsterkningen tidligere.....Også litt lett å bruke tilsvarende pinne 5 og -inngang for stabilisering.

I innlegg #37 er det brukt Tiskali inngang til å drive Pass F5, uten at den er videre optimalisert, ser den faktisk veldig lovende ut! en OTA til å drive en Jfet inngang. Her blir da det nye inngangssignalet til F5 en differensial strøm som koples til en liten kondensator som er Jfet inn på F5, en voldsom strømforsterkning i F5'ens inngangstrinn blir resultatet, derved mye mere tilgjengelig tilbakekopling. Og det vises fort på fft av 5 perioder 20Khz som er vedlagt der.

Da kan F5 være noe å satse på ?

Det samme ville man muligens få om man koplet OTA til en JC-3 Kanskje man kunne bruke 2 stk OTA til en grunnskisse tilsvarende JC-3 ?
http://sound.au.com/tcaas/jc-3.gif

 

[HeadMan]

Kikka litt igjen på den tiscalisaken. De har gjort det nesten «absurd» komplisert, men den likner litt med ideer jeg har lekt med tidligere. Vedlagte skisse likner på prinsippskissen til tiscali. Den simulerer med ca 30V RMS @ 1k Hz i 100 ohm og 2. harmoniske på ca -120 dB og 3. harmoniske et sted under -140 dB. Båndbredden med 21X forsterking er ca 5M7 Hz (-3dB) GBwP blir lett absurde 119M Hz.

mvh
KJ

Vel, de prøver via "bias tilbakekopling" Å gjøre dine Q8 Og Q9 til strømgeneratorer for å nettopp gjøre open loop strømforsterkning veldig stor, grunntanken er ok. IKKE SPEIL SLIK DU HAR, eller speil med forsterkning. Bias tilbakekoplingen gjøres ved å stabilisere strøm arbeidspunktet, men i tiskalien brukes en paralell transistor med forskjellig strømlast til å mate en strømgenerator basert på strøm tilbakekopling fra både positiv og negativ halvperiode (common mode current om man vil), skal dette gjøres må det være stabilt og ikke generere støy samt ikke basere seg på annet enn virkelig strøm.
Så har de i "pcb skjemaet" gjort ett par andre detaljer, lettest å se er strømforsyningen til selve inngangstrinnet er dobbelt regulert, hvor regulering er koplet mot utsignalet slik at forsyningen der skal oppføre seg som kaskodekopling. I tillegg er det laget reguleringer for hvert enda kort....

 

[HeadMan]

Super TIS

 

[KJ]

The 5 stage amplifier

Her er «femtrinnsraketten», jf. mitt forrige innlegg og prinsippet for den tiscalisaken.

Kanskje aller først prinsippskissen fra Tiscali

Også min fortolkning i vedlegget.

Trinn 1) Differensielt inngangstrinn
Trinn 2) Spenningsforsterker 1
Trinn 3) Utgangstrinn 1 som egentlig er en inverterende inngang, innkapslet av strømspeilene i trinn 4
Trinn 4) Spenningsforsterker 2
Trinn 5) Utgangstrinn 2

Som i mitt forrige innlegg er det to sløyfer med tilbakekobling:
1) «lokal sløyfe» med strømtilbakekobling fra utgangen (trinn 5) til trinn 3 med 6 ganger forsterkning
2) «global sløyfe» med spenningstilbakekobling fra utgangen tilbake hele veien til inngangen med 21 ganger forsterking

Hypotetisk så kan trinn 3 kobles rett til jord dvs ingen strøm-motkobling men maksimal «strømforsterking» ved at «utgangssignalet» fra trinn 3 går rett til jord og signalspenningen/utgangsimpedansen gir strømsignalet til strømspeilene og trinn 4.

«Bare» for å demonstrere delingen av kretsen har jeg gitt Trinn 1 og 2 en egen forsyningsspenning en del lavere en resten av reiret.

De første simuleringen (før «optimering» og annen tweaking) virker ganske lovende. Komponentverdiene i skjemaet er «tilfeldig» valgt og jeg ikke gjort noen som helst sjekk på at det skal henge på greip (kretsen er litt klipp og lim). Spesielt kompenseringen som vist i skjemaet (C1 R29 C5 R32 og C7) er høyst eksperimentell og det må antagelig kraftigere lut til for å få det stabilt? Båndbredden som vist simulerer til omlag 440k Hz (-3dB) med antydninger til stabilitetsproblemer ved ca 40M Hz. Forvregningen ved 30V p-p @ 10k Hz i 8 ohm er omlag -105-110 dB nede (2 & 3 harm. resten er under -130 dB). Denne kretsen er nær grensen av hva gratisversjonen av SIMETRIX kan kjøre (mht antall noder). Litt overfladisk «tweaking» av tilbakekobling noen motstander og kompenseringen kan tyde på at det kan være litt vrient å trykke mye mindre forvrenging ut av den.

mvh
KJ

 

[KJ]

^ Lekte litt mer med den i går kveld/natt:
1) R32 er for stor, mellom 3K3 og 10 K er mer passe. Ditto er R29 for liten omlag 330 ohm er mer passe trur eg
2) flytta avtapping til kompensasjonen (C1) fra midpunktet mellom R20&R21 til utgangen av trinn 3
3) Satte inn en 1K mostand fra midtpunktet mellom R20&R21 til utgangen - overraskende stor reduksjon i høyere ordens forvregning ved 10k Hz utgangssignal
4) satte inn en kondensator på 100 pF mellom kollektorene på inngangstransistorene Q19&Q22.

Det gjenstår fortsatt en del for å få den stabil, men forvregningen ble redusert ganske mye og frekvensresponsen er litt penere (avrullingen i MHz området).

mvh
KJ

 

[HeadMan]

KJ: Jeg klarte ikke se den dobbelt inverteringen du nevner over. Samt jeg syns det var vanskelig å få dette til å bli så mange trinn son du bryter det opp til.
Jeg velger å diskretetisere kretsene symetrisk og minimum slik:

Her har begge kretsene en autobias, har påført noen verdier på den siste, mens den første er "ikke så langt unna".

Dobbelt invertering:

 

[KJ]

Her er en revidert variant av 5-trinnsforsterkeren, med merkelapper som viser forsterker-trinnene. Jeg har tatt bort et driver-par på utgangstrinnet for å ha litt mer å leke med i SIMETRIX. Nytt er kaskode på trinn 4 VAS2. Jeg har også tatt bort TMC-delen fra kompensasjonen slik at denne når er en «vanlig» 2-pol sak. Den simulerer med 40V p-p @ 10k Hz i 8 ohm (130W) gir THD under 0,00009 og 2. harmoniske er omkring -125 dB og høyere orden er under -130 dB.

Mht differensielle inngangstrinn/par og VAS så ser jeg ikke det store poenget med å gjøre det symmetrisk.

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Her er en revidert variant av 5-trinnsforsterkeren, med merkelapper som viser forsterker-trinnene. Jeg har tatt bort et driver-par på utgangstrinnet for å ha litt mer å leke med i SIMETRIX. Nytt er kaskode på trinn 4 VAS2. Jeg har også tatt bort TMC-delen fra kompensasjonen slik at denne når er en «vanlig» 2-pol sak. Den simulerer med 40V p-p @ 10k Hz i 8 ohm (130W) gir THD under 0,00009 og 2. harmoniske er omkring -125 dB og høyere orden er under -130 dB.

Mht differensielle inngangstrinn/par og VAS så ser jeg ikke det store poenget med å gjøre det symmetrisk.

mvh
KJ

Vel jeg leker nå enda litt med den Firstwatt F5 tanken.....

 

[KJ]

Nelson Pass tror jeg la vekk tanken om å minimere forvrenging en gang på slutten av Threshold-perioden. Regner med du har sett på:

http://www.firstwatt.com/pdf/art_f5_turbo.pdf

Du skal jobbe «litt» med å få en F5 eller andre «kontemporære» Pass-konstruksjoner ned mot 1 ppm i forvrenging, for den saks skyld ned mot 100 ppm.

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Nelson Pass tror jeg la vekk tanken om å minimere forvrenging en gang på slutten av Threshold-perioden. Regner med du har sett på:

http://www.firstwatt.com/pdf/art_f5_turbo.pdf

Du skal jobbe «litt» med å få en F5 eller andre «kontemporære» Pass-konstruksjoner ned mot 1 ppm i forvrenging, for den saks skyld ned mot 100 ppm.

mvh
KJ

Hm, vel.... det er nok mere enkelheten i F5 som imponerer...

Ikke så sikker her, du bruker jo selv i dine skisser «kontemporære» , trinn 3, 4, 5 i skissen på nest siste over.

Så, jeg blir litt "med hodet på skakke" undret når du spør hvorfor symmetrisk.... Litt forskjellig slew rate på positivt vvs negativt, strømmen ut fra trinn 2 vil "modulere" tomgangen til trinn 3,4,5. (trinn 3,4,5 er noe jeg betrakter som Nad 214 grunnkrets (her begynner visst blokkene eller trinnene mine å bli store).

I trinn 1 og 2 må du lage to forskjellige strømgeneratorer, i stedet for to kontemporære eller en felles.
Symmetrisk på samme måte som høytalerkonstruktører tyr til push pull.

Tiskalisaken sliter med en "front end" / inngang som har noe forvrenging (finner jeg), Videre er det satt spørsmålstegn her om hvorvidt mellomtrinnet i den er under revisjon.

Forvrenging i Vas trinn er debatert opp og i mente i litteraturen, jeg kombinerer en mikser med speiling og finner min variant på ny.

Trinnet kan selvfølgelig skaleres og brukes avhengig av behov.

 

[KJ]

«Kontemporær» omtrent rundt om regnet «nåtidig», bør ikke forveklses med komplementær.

Pass sine konstrukjsoner etter Threshold er et studium i forenkling, det er nesten ingen ting som er overflødig eller gjort spesielt komplisert.
Ta en titt på Pass sine patenter: https://www.google.no/?gws_rd=cr&ei=a-GuUsKpK6mE4AT0oIDYDA#q=ininventor:"Nelson+S.+Pass"&tbm=pts
Det er et ganske markant skille fra Threshold til Pass Labs.

Noe av det jeg ofte finner litt vanskelig med kopmplementære design er at det ofte er mange gjennsidige avhengigheter i arbeidspunkter, jf. trinn 2-3-4 i 5-trinns forterkeren over. Ift 5-trinnsforsterkeren over, så ser det ut til at den største utfordringen mht forvregning ligger i trinn 3 & 4 - dvs bedre linearitet i strøm-motkoblingen og VAS2, og jeg er ikke helt fornøyd med at trinn 2 i praksis styrer/modulerer tomgang/bias på trinn 3 og 4, og deri ligger muligens en viktig grunn til forvreningen i designet. Når du sier det så må jeg se litt på hvordan det kan bli med en «SE» tilnærming fram til utgangstrinnet. Jeg er dog litt «bekymret» for at det kan bli litt for vanskelig å holde DC ut på plass. Jeg tror forresten ikke jeg har sett kretsskjema for NAD214.

Mht asymetrisk slew-rate, så er vel det et marginalt problem dersom slew-rate i praksis er begrenset av båndbredden ? og ikke omvent? Dvs at slew-rate er høy nok til maksimalt spenningssving ved den høyeste pass-frekvensen uten at slew-rate direkte påvirker forvrengingen?

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Den skissen over trenger litt forklaring:
I J22 = 4,5mA , I J3 = 4,5mA

Inull Q41= I j22 * R39/R38, som betyr 4.5ma *100/33, og simmulerer til 14,39...mA

Inull Q12= I j3 * R39/R38, som betyr 4.5ma *100/33, og simmulerer til 14,38...mA


Ideellt blir dette omtrent
For å se på den nedre del: er strømmen i R38 lik
Inull + Ik Q44 *R39/R38 og - Ik Q43*R83/R38

Dette betyr ideellt; strømmen som kommer ut er differensiell og ikke i seg selv avhenger av tomgang.


Videre skalering: ta bort Q12 og Q47 og sett inn motstandere kolektor emitter vil det medføre ett definert lineært spenningssignal mellom forsyningen og emitter på Q12 Q41 som da igjen koples mot ...... F5 gate drive eller en Ian Heglund variant med laterale Mosfets for lineær AB overgang. Altså en lineær mosfet driv som heller ikke driver mosfetens gate negativ. Jeg ser foreløpig bare det positive, så her trengs kritikk.


Nad 214. eller Nx amp Sx amp så er grunnskjemaene ganske like. http://hifisonix.com/

Sorry kontempo....

 

[HeadMan]

Og her første lille "test" av kombinasjonen ny front og F5 TURBO....

Editering pga vedlegg.

 

[Kvålsvoll]

Godt mulig du er klar over det fra før, men:
LTSpice -> Tools -> Control Panel -> Compression -> fjerne kryss for Enable 1. order osv => myye større dynamikkområde på fft-en.

Veldig bra tråd, og det er faktisk noen som leser, innimellom.

 

[KJ]

Og her første lille "test" av kombinasjonen ny front og F5 TURBO....
...

Jeg klarte ikke å få den til å fungere på tredje forsøk. Får kanskje prøve turboen etter boka?

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Godt mulig du er klar over det fra før, men:
LTSpice -> Tools -> Control Panel -> Compression -> fjerne kryss for Enable 1. order osv => myye større dynamikkområde på fft-en.

Veldig bra tråd, og det er faktisk noen som leser, innimellom.

Takker, den visste jeg ikke om.

Tydelig etter masser lek og les at kildens indre motstand (les impedans) har stor betydning og i trinnene jeg har vist er selv 100 Ohm i serie forferdelig ødeleggende for resultatet. Det betyr i praksis ; virre rundt med en ide om bedre inngang.

Bedre inngang, det minner litt om problematikken som også kom fram i en Riaa diskusjon for noen år tilbake.

KJ: Den stepper litt forsyning før den starter her så den er nok marginal på ett eller annet sted ??

.model irfp9240C VDMOS(pchan Vto=-3.76 Kp=9 Lambda=0.004 Rs=0.064 Rd=0.1 Rds=1e7 Cgdmax=1200p Cgdmin=15p a=0.26 Cgs=1130p Cjo=2070p m=0.68 VJ=2.5 IS=4.0E-06 N=2.4)

.model irfp240C VDMOS(nchan Vto=4.0 Kp=4.8 Lambda=0.0032 Rs=0.01 Rd=0.1 Rds=1e7 Cgdmax=2600p Cgdmin=10p a=0.35 Cgs=1250p Cjo=3000p m=0.75 VJ=2.5 IS=4.0E-06 N=2.4)

 

[KJ]

Sjekket ut en SE (SE i trinn 3 & 4) variant av 5-trinnsforsterkeren og den ser ikke ut til å gjøre noe veldig annerledes enn varianten som er symmetrisk, omtrent lik forvrenging og omtrent lik frekvensrespons med ideelle strømkilder. Jeg har en utfordring med at jeg ikke får konsistente simuleringer av høy forsterking i frekvensanalysen. Det er en «diskuntinuitet» når forsterkingen øker (økende feedback motstand) og på et nivå kollapser forsterkingen. Foreløpig kan det se ut til at «open-loop» forsterkingen «i» spenningsmotkoblingen er omkring 120dB mens den topper på omkring 60 dB «i» strømmottkoblingen. ...

mvh
KJ

 

[HeadMan]

Sjekket ut en SE (SE i trinn 3 & 4) variant av 5-trinnsforsterkeren og den ser ikke ut til å gjøre noe veldig annerledes enn varianten som er symmetrisk, omtrent lik forvrenging og omtrent lik frekvensrespons med ideelle strømkilder. Jeg har en utfordring med at jeg ikke får konsistente simuleringer av høy forsterking i frekvensanalysen. Det er en «diskuntinuitet» når forsterkingen øker (økende feedback motstand) og på et nivå kollapser forsterkingen. Foreløpig kan det se ut til at «open-loop» forsterkingen «i» spenningsmotkoblingen er omkring 120dB mens den topper på omkring 60 dB «i» strømmottkoblingen. ...

mvh
KJ

Vel her er det sannelig ikke godt å si hva forsterkningen open loop er ? Fristet til å prøve?
Vel.... jeg dveler nå enda litt med det symmetriske, og finner problemene dær først...
Her finner jeg at med mikseren får jeg i overkant følsomhet med 3 ganger forsterkning, siden kompenseringen ligger slik, kan den nok endres med fordel! zzzzzzzz mere kompensering mere gain.... men det visste vi

Det oppstår noen problemer i synkronisering av øvre/ nedre halvdel av inngang siden transistorene har litt forskjellig hastighet. Her kunne jeg nok ha brukt den enkle varianten og mulig fått bedre resultat. her med "synkroniseringsapparatet" synlig.
På dette stadiet har egentlig kompleksiteten ødelagt litt for seg selv, MEN SIMMULERINGENE SER SLETTES IKKE SÅ VÆRST UT !

 

[HeadMan]

Jeg er heller ikke så sikker på om disse ED Cherry kompenseringene som omtales er helt audioriktig.
Intuitivt ville jeg kanskje valgt en høyere egenavrunding (mindre hovedkompensering). Samtidig med en noe redusert forsterkning 'open loop' over en frekvens (C8 R14).
Og så brukt feed forward (R21 C7). kommentar?

enkel kompens

fft kvasi kompens

 

[HeadMan]

Jeg velger å avslutte forfølgelsen omkring F5.

På grunnlag av erfaringene så langt fant jeg:
-Vurdering av andre grunndesign for å komme i mål
-Flere interessante betraktninger.
-bidrag i form av flere forslag til løsninger både ferdige og konstruksjons detaljer på flere nivå.

AV dette:
-Muligheten for å rekonstruere The Ultimate amp.

På dette grunnlag skjedde følgende:
-Jeg fikk dilla !
-The point of no return var nære.
-Bestilt en haug J-fets: Julegaven til meg var ett faktum.
-Lastet ned diverse pcb software for testing: Designspark og KiCad.

-The point of no return var passert

 

[HeadMan]

I pirket etter forvrengninger har jeg kritisert noen tegninger av error koreksjon omkring utgangen. Derfor måtte jeg åpne en gammal sak:
Her er hva jeg fant:

En error korreksjon som virker:

Settes opp med enten strøm eller spenning inn. Strøm: I0 = 10mA, Spenning: +-11v

 

[HeadMan]

Hei, bloggspot: Så langt:
I simuleringene med enten super tis som utgangspungt ga ikke nok forsterkning med j-fets for å brukes.
I flere forsøk med den opprinnelige krets samt flere forsøk på kvasikopi eller forenklinger ble jeg helt kvitt "shot thru" for begge halvperioder dvs strøm i både positiv og negativ utgang.

Foreløpig er inngang(ekstra trinn) endret, mellomtrinn med diff og vas forkastet, utgangstrinnet vel det har jeg kritisert......
Så her kommer følgende av det:

Avslutter året med noe godt:

Settes opp med 15mA fra vas trinn. og får tidligere mosfet drivertrinn jeg har sett til å blekne .............

 

[KJ]

^Jeg klarer ikke å få den til å fungere. Jeg har dog brukt andre transistorer. Den negative utgangen gjør alt arbeidet, og den positive gjør ingen ting >> får ikke nogen lunde jevn fordeling av tomgangen (bias) i utgangstrinnet >> DC offset.

Er det en flipp-flopp du har tegnet?

mvh
KJ

 

[HeadMan]

^Jeg klarer ikke å få den til å fungere. Jeg har dog brukt andre transistorer. Den negative utgangen gjør alt arbeidet, og den positive gjør ingen ting >> får ikke nogen lunde jevn fordeling av tomgangen (bias) i utgangstrinnet >> DC offset.

Er det en flipp-flopp du har tegnet?

mvh
KJ

Hei, DC ofsett skal jo trinnene forran ta seg av... Jeg fikk den å gå også uten den 4k, men da redusere de to 2k til ca 1.5k.


Ellers finnes jo noen spennende error korreksjoner i Bob Cordell Intreview: error corection
Bob Cordell Interview: Error Correction - Page 270 - diyAudio

 

[Aurora]

Interessant!! Men - jeg ser at du baserer deg på en rekke transistorer som nesten er unobtanium..... har du disse allerede?

 

[KJ]

Dæven, kult. Inngangstrinnet + VAS - det ser en smule ukonvensjonell ut. Er det originale unobtanium Toshiba JFET du bruker i inngangen ?

Blei prototypen fotogen nok til at den kan viss fram ?

Kan du si litt om hvordan den simulerer og ev måler ?

mvh
KJ

 

[Audiosan]

Man kan alltids bruke dobbelt opp av LSJ74/LSK170 i stedet. De er forholdsvis enkelt tilgjengelig.

 

[gwrskien]

Du har resten av gjengen også.. 2sk1530, 2sj201, njl1302c, njl3281c, 2sa1381c, 2sc3503c. Bc560c og bc550c begynner også å bli vanskelige å få tak i. Du får vel Ksa/Ksc i 1381/3503, og Profusion selger vel noen erstattere for 1530/201, men "c" utgaver er vel vanskelig, er vel d eller e som fåes nå..kjenner ikke til spec forskjellene, så forhåpentlig vis kan du bruke de. Lsk389 fåes vel, men 109`n er vel borte..

 

[HeadMan]

Tnx buddys.
selve Jfets inngang og deres kaskode burte være greie nok.
Så...: Q19,Q20 er som en variant av strøspeil. disse strømspeil virker ved at motstandene R 38 = R 37= R 45= R 50. som da får differensialsignal fra inngang.
neste del: Driver til spenningsforsterker er i klasse A ( Q 10 og Q18 ) strømmen i disse er kontrollert av tilbakekopling som er R 50 og R51. spenningen over disse gir så Q 10 og Q 16 strømtilbakekopling til R57 i serie med R45 (R 36 og R56) som kontrollerer strøm i Q19/ Q20 derved er arbeidspunkt for disse kontrollert.
Strømtilbakekopling til Q19/Q20 får da bestemt sitt arbeidspunkt av R 50/51.
Siden driverne til Q15/17 er i klasse A jobber også Q15/Q17 i sitt bestemte arbeidsområde hær ca 13mA som er det mest lineære område for 2sc3503/2sa1381.
Utgangstrinnet er noen heftige12 A mosfet (overkill) : Siden driverne til utgangstrinnet har ingangskapasitet er denne kapasit også med på stabilisering. Utgangene er tradisjonelle utganger i paralell.
Det er min forenklede forklaring.

Ja jeg har selvsagt angitte og brukte komponenter. (?) Kjøpte noen hauger BC fra Tyskland Og 2sc 2sa (Y) er fra tidligere "investering"
Ingangs Jfets er no jeg har noen av. Tidliere gitt noen til ett Ine prosjekt (jeg likte ikke at det prosjekt ble uten tilbakekopling og deres satte tomgang etc... men det driter jeg i pr nu.
.

Simulering med å lagre data etter 1ms:

Frekvensrespons:

Hele greia har en "topole" kompensering C5, 7, 9, 10 og R47, R53.
Andre spørsmål innspill ta i mot med takk og smil.

 

[KJ]

Heftig båndbredde. Er forvrengingen et sted syd for -100 dB ?

mvh
KJ

 

[gwrskien]

Det var godt å høre! Å jage transistorer er ikke moro om dagen, så en som var under bestilling til Mouser..ankomst ca 21. september! Da håper jeg det blir bygging og moro..og du må gjerne være raus med bildene når du kommer så langt, vi har raske datalinjer på forumet her, så det går helt fint..