Hva med noen chipamper?

[Asbjørn]

Jeg vet ikke helt hvordan fasedreining i rail-impedansen slår ut i en effektforsterker. Har ikke funnet noe skrevet om det. Positiv fasevinkel betyr induktiv reaktans, eller at spenningsendringen kommer før strømmen. Det vil vel gi en viss treghet i responsen (om man kan snakke om treghet ved 100 kHz), og formodentlig en eller annen fasedreining på utgangene også i open loop-versjonen av kretsen. Noen som vet?

Phase Relationships in AC Circuits

 

[Asbjørn]

Jeg har nok postet denne tidligere i tråden, men det er kanskje verdt å poste den igjen: https://www.apexanalog.com/resources/appnotes/an19u.pdf

Seksjon 5.3 viser en systematisk fremgangsmåte for å designe og stabilisere en komposittforsterker tilsvarende en halvpart av Bifrôst. De velger en forholdsvis "treg" opamp i første trinn og slipper dermed unna med tredjeordens kompensasjon uten en integrator. Vi bruker i stedet en lynrask opamp der og må bruke en integrator for å bremse den litt ned. I tillegg har vi et par ekstra kompensasjonskomponenter for å holde den stabil i det som tilsammen er femteordens kompensasjon. Trinn 4 i deres kokebokoppskift gir en indikasjon på hva som er max tillatt slew rate for integratoren i Bifrôst. Det er interessant, om ikke så veldig overraskende.

Jeg funderer også litt på på hvorfor det er så "mye" andreordens forvrengning. OK, vi har måleresultater i den absolutte verdensklasse, men spektrumet er likevel litt annerledes enn jeg forventet. Designet er symmetrisk og burde kansellere likeordens forvrengningskomponenter. I stedet får vi høyere andreordens enn i Neurochrome Mod-86, en nokså sammenlignbar single ended komposittforsterker. Da er det noe annet i Bifrôst som på en eller annen måte responderer asymmetrisk på positiv og negativ halvbølge. Noen idéer? Kan årsaken helt enkelt være at strømbanene til den ene halvdelen av LM4780'en er lengre og har litt høyere impedans enn den andre, som Armand nevnte litt lengre oppe?

 

[Armand]

Strømtrekk på low power (op-amp)

I forbindelse med å teste ut noen billigere regulatorer til low power delen har jeg i kveld dratt frem Bifrôst for å måle strømtrekket der. Ved å montere en 10 ohms motstand i serie med low power inngangen kan man måle spenningsfallet over denne og beregne strømtrekket. Jeg har målt ved flere frekvenser og flere utspenninger fra Bifrôst men strømtrekket er alltid 20mA i snitt på både positiv og negativ rail.

Her leverer Bifrôst 36V RMS 1kHz i en 8 ohms last og vi ser at strømtrekket moduleres av 1kHz tonen og av 50Hz rippel fra PSU. Det vi ser på en slik måling er strømtrekket inn til glattekondensatorene som sitter rett før regulatorene. Vi ser ikke det faktiske peak strømtrekket til opampen, og det kan være greit å finne ut av dette også. Da må jeg bryte banene mellom regulator og opamp og måle der. Det blir i morgen.

For testing av forsterkere har jeg siden sist laget meg en ny last. Har ønsket meg en slik lenge. Jeg vil ikke oppleve eksploderende motstander igjen så jeg bestilte 32 stk 100W motstander som er montert på en diger heatsink med temperaturstyrt viftekjøling. Denne klarer å ta i mot inntil 3200W effekt og kan kobles om fra 1 ohm til 12 ohms motstand ved å koble om på sukkerbitene til høyre. Disse motstandene hadde også overraskende lav induktans. i 4 ohm er den på 1,5uH og i 8 ohm er den på 2uH.

Benytter også anledningen til å skryte av en THD+N måling gjort med Bifrôst i kveld. Den leverer nå 170W(!) kontinuerlig i min nye 8 ohms last med 0,00036% forvrengning. Den har heller ikke problemer med å hente seg inn igjen fra en situasjon der den klipper.

 

[Armand]

Opamp strømtrekk

Da har jeg målt strømtrekket til selve opampen.
Short story: Den er 20mA konstant.

Long story:

Støypulser i MHz området fra SMPS hvert 3,4us (switchefrekvens=292kHz) stråler gjennom kabler og luft og plukkes opp av testledningene. Jeg må bytte til coax.

Støyproblemet er borte og vi kan gjøre målinger. Dette er ved 0 volt ut fra Bifrôst. Med 1 ohms motstand blir stømmen lik spenningsfallet over den. Vi ser strømtrekket ligger på 18,07mA.

20mA er ikke mye og vi kan gå videre med å forsøke lage en enklere regulator

 

[bambadoo]

Hvilken picoscope er det du har? Har et jeg også (4426) men bruker det så altfor lite egentlig.

 

[Armand]

Hvilken picoscope er det du har? Har et jeg også (4426) men bruker det så altfor lite egentlig.

Picoscope 3224. 12-bits oppløsning og 10MHz båndbredde. Det er en tøffere versjon du har med 50MHz båbdbredde. Jeg savner litt mer båndbredde noen ganger, men stort sett klarer man seg med 10MHz til audiobruk. For de som skulle vurdere å kjøpe et slikt instrument så anbefaler jeg at man prøver å strekke seg til minimum 12-bit oppløsning. F.eks dette: https://www.elfa.se/en/picoscope-42...page=1&origPos=108&origPageSize=25&simi=96.09

 

[bambadoo]

Takk for svar Fantastisk flott tråd (og prosjekt) dette her.

 

[knarfar]

Til og med en elektronikk-amøbe som meg har stor glede av å følge tråden. Supert prosjekt med supre kunnskapsrike folk.

 

[Armand]

Når skal man lære?

Det som for minutter siden var en stolt "state of the art" regulator ble på sekunder transformert til først en glødende vulkan og så til en trist klump.

Jeg hadde disablet utgangen fra de to stolte regulatorene ved i kutte banen på utgangen når jeg monterte de nye regulatorene. Planen var at jeg enkelt kunne gå tilbake til disse hvis de nye er for dårlige. Når jeg gradvis guffet opp spenningen for å teste de nye som tåler 55V så glemte jeg at de to gamle fremdeles har spenning *inn*. Skjelvende ble de vitner til at spenningen steg og steg til langt forbi de maksimale 30V de er laget for. Den positive regulatoren takket for seg på rundt 35V med et sprak og spyttet sinna ut glødende biter av seg selv på sin uvørne bruker. Som en slags hevn lagde den et fint krater på kretskortet -muligens i et forsøk på å spare sine fremdeles friske og umonterte brødre fra å bli og misbrukt på samme måte. Eller var det kanskje et uttrykk for skuffelse for at den ble disablet til fordel for "trellen" av regulatorer, LM317?
Ja ja -jeg tar det ikke så tungt. Det ser ut til at LM317 gjør en fin jobb.

LM317LZ ble montert med litt "kreativ" plassering av SMD komponenter som er langt i fra noen IPC standard.
1uF på inngang, 10uF på adjustpinnen og 15uF Polymerkondis på utgangen (vises ikke på bildet). Motstanden på 240 ohm (den det står 241 på) ble anbefalt monteres så nærme beina som mulig. Tror vi er innafor der

Jeg skal teste mer i kveld og legger ut resultater.

 

[Asbjørn]

Til og med en elektronikk-amøbe som meg har stor glede av å følge tråden. Supert prosjekt med supre kunnskapsrike folk.

Takker!

Mens Armand lodder regulatorer tillater jeg meg å legge ut en annen av hans målinger, denne gangen THD vs effekt ved 1 kHz:

Det skal spilles alvorlig høyt før det begynner å låte hoggorm av den der. Den er rundt 0,00015 % THD fra 140 mW til 140 W ved 1 kHz. Ved frekvenser mellom 30 og 700 Hz er den godt under 0,0001 % THD ved 10 W ut, nesten nede ved 0,00005 % i grunntoneområdet. Da er vi godt nede i "parts per billion"-området. Det er fortsatt mest andreharmoniske ved ca -120 dB og støygulvet ved -145 dB. Nice. Jeg tipper at neste versjon av kortet med videreutviklet jording, avkobling og layout kan komme ned mot 0,00005 % også ved 1 kHz.

Selv har jeg fundert litt mer på inngangsfiltre. oks81 spurte om båndbredde for litt siden. Nå har vi et vanlig førsteordens RF-filter på inngangene, men det gir nokså slakk avrulling. Ved å gå til et andreordens filter kan vi stramme opp det littegranne.

Nå ser inngangen slik ut:

Da får vi -0,6 dB ved 20 kHz, -3 dB ved 47,5 kHz og -9 dB ved 100 kHz. Det er nokså likt en NCore 400 som har -3 dB ved 50 kHz.

Men hva om vi i stedet gjorde slik?

Det er egentlig en bastardløsning av en balansert inngangsbuffer og et andreordens Sallen-Key lavpassfilter rundt den samme opampen. Ulempen ved det er at gain i inngangstrinnet og Q i filteret nå henger sammen, slik at Q = 0,7 og kritisk demping forutsetter nokså lavt gain for å unngå overshoot på transienter. Men frekvensresponsen kan gjøres hvor flat som helst.

Her har vi 21,6 dB gain, ned 0,08 dB ved 20 kHz, -3 dB ved 67,5 kHz og fortsatt -8,6 dB ved 100 kHz. Ettersom det er 5 dB mindre gain i første trinn kan det tenkes at støygulvet i forsterkeren også kryper en del oppover, avhengig av hvor støygulvet egentlig oppstår.

OK, så kanskje det ikke var å begrense båndbredden akkurat, men likevel en mulighet hvis man ikke trenger høyere gain enn dette.

 

[Armand]

Gode gamle LM317 vil være med å spille

Det er i prinsippet kun en ting en regulator skal gjøre for oss. Den skal levere en jevn spenning uten støy.
For å klare dette best mulig må den:

* Fjerne fjernestøy fra kilden (Power Supply Rejection ratio. PSRR)
* Generere minst mulig støy på sin egen utgang (noise)
* Påvirkes minst mulig av variasjoner i strømtrekk fra utgangen sin. (Utgangsimpedanse. Zout)

Vi brukte tidligere en TPS7A47 for å regulere den positive spenningen til opampen på Bifrôst. Denne tilhører eliten blant regulatorer i dag og er også en svært god regulator på alle parametere som nevnt over. Ulempen er at den er bitteliten, er vanskelig å lodde, er dyr (40kr) og er kresen på komponenter den trenger rundt seg. Jeg øsnker derfor å se på hva en gamle traveren LM317 med bare tre pinner og en pris på 3 kroner kan gjøre for oss på Bifrôst.

I natt har jeg gjort målinger som viser at den fakstisk kan brukes uten at det burde ha noe å si for ytelsen til forsterkeren. Jeg har ikke testet hele forsterkeren enda, men tenkte jeg kunne vise målingene av regulatoren først.

Først ble den koblet opp med standard databladverdier. 1u på inngangen, 10u på adjust og 15u high frquency kondis på utgangen

Vi ser en resonanspeak ved 15kHz og en del støy ved lave frekvenser.

Etter noen iterasjoner med kondensatorbytte havnet jeg på dette resultatet:

For å bli kvitt resonansproblemet må man ha en mye større kondensator på utgangen. Jeg endte på 1000uF. Jeg testet med 3300uf som ga enda litt bedre resultat, men det var ikke så mye å hente.
For å få ned støyen ved lave frekvenser må man øke kondensatoren på adjustpinnen. Jeg gikk rett fra 10uf til 220u og da droppet det fra -105 til -135dB ved 20Hz. Dette er ikke mye støy og er godkjent

Til sammenligning så ser TPS7A47 slik ut:

Ja, den er mye bedre. Men som jeg skal komme tilbake til så er den mest sannsynlig unødvendig bra.


Hva så med PSRR?

Dette er det som kommer inn til regulatoren fra strømforsyningen. 100Hz ligger på -45dB. Når regulatoren har støygulv som vist på bildet over ved -135dBV betyr det at rippelen på -45dB må ha blitt dempet med minst 90dB ved denne frekvensen. I databladet står det minst 80dB, men min er godt hjulpet av vesentlig større kondensatorer. Jeg må gjøre en ny test ved 100-200 kHz senere for å se hvordan det ligger an der.


Så var det utgangsimpedans.
For å måle dette må man injisere et signal på utgangen av regulatoren og se hvor mye dette signalet blir dempet. Blir det mye dempet betyr det at den har lav impedanse.
Jeg testet ved injisere en strøm på 1mA på utgangen og fikk dette:

Den starter på pene 15mOhm ved 20Hz og stiger til ikke like imponerende 100mOhm ved 2,5kHz. Ved denne frekvensen tar 1000uF kondensatoren over og sørger for at spenningen holdes stabil. En enda større kondensator ville hjulpet noe her, men da begynner det å bli stort.

Databladet til LM317 ser slik ut:

30mOhm ved 100Hz er det samme som jeg fikk, men ellers er min noe bedre siden den har mer drahjelp fra kondensatorer.

Til sammenligning ser TPS7A47 slik ut:

Den er vesenlig bedre her også og holder seg under 20mOhm helt til 7kHz

Det er ingen tvil om at TPS7A47 er en overlegen regulator, men la oss se på hva vi *trenger*.

Tidligere har jeg målt strømtrekket til opampen på positiv rail ved maksimal belastning med 170W 1kHz effekt på utgangen. Det så slik ut:

En gjennomsnittlig DC strøm på 18,3mA og et varierende strømtrekk på 0,5mA P-P

For å stimulere regulatoren med et tilsvarende strømtrekk satte jeg på en motstand på 750 ohm som trekker en DC strøm på 18,5mA. I tillegg satte jeg på en signalgenerator som leverte et signal på 2kHz 180mV gjennom en 1kOhm motstand. Det gir samme dynamisk strømtrekk på 0,5mA P-P. Vi kan nå måle hvor mye rippel det lager på opampens power rail.

Vi ser støygulvet ligger pent der nede ved -135dBV og at 2kHz strømtrekket gir en spenningsvariasjon på -96dB (16uV). Dette er et "worst case scenario" siden det er nettopp ved denne frekvensen regulatoren har dårligst utgangsimpedanse. Hviken ugangn kan -96dBV og bare 16 microvolt gjøre for oss?
Vi har en en "barriere" til, og det er PSRR på opampen vår.

Vi ser at ved 2kHz ligger denne på -122dB. Det betyr at den rippelen vi har på -96dB blir redusert til teoretiske -218dB (!) Dette tilsvarer 10pV. For å sette det i kontekst, så er det 270 ganger lavere (-50dB) enn egenstøyen til denne opampen og disse 16mikrovoltene "støy" fra regulatoren har dermed ingen betydning.

Nå er det fremdeles en test jeg ikke har gjort helt ferdig. Jeg må se hvordan LM317 klarer å filtrere bort høyere frekvenser på inngangen. Da må jeg dra frem en en annen signalgenerator. Det får bli i neste post. Denne ble lang nok....

 

[AAaF]

Synast dykk kunne vore litt meir grundige, både på ingeniør- og dokumentasjonsdelen.



Spøk til sides, dette er heilt magisk! Holdt feks akkurat no på med ein LM317 krets, og får tips og triks så det suser her. Dykk sparer mange for mykje arbeid, mange takk!

 

[Midas]

Dette er meget imponerende, også for elektronikkingeniører med en del år på ryggen. Stående ovasjon herfra! Dere hadde ikke trengt å legge ut noe som helst på HFS, men det gjør dere. Tusen hjertelig takk!

 

[Armand]

Synast dykk kunne vore litt meir grundige, både på ingeniør- og dokumentasjonsdelen.

Hehe. Jeg har mange fler bilder og målinger i wordfila jog jobber med, men jeg skal spare dere for det. Gikk vel over streken i forrige post ser jeg. Med gullfiskhjerne er jeg nødt til å skrive ned alt jeg gjør ellers blir det borte.

Takk for hyggelige tilbakemeldinger. Jeg stemmer for flere elektronikktråder på HFS, så legg ut det dere fikler med alle sammen.

Jeg har nå gjort målinger av PSRR fra 20Hz til 8MHz av Bifrôst kretskort og LM317. Resultatet av denne målingen viser den totale dempingen av et signal fra det kommer inn på power input kontakten (sammen med strømmen) til den kommer ut på opampens powerpinne. Det er dermed ikke bare LM317 som måles, men hele powersupply kjeden med tilhørende ferriter og kondiser.

For å eliminere støy fra målingen ble dette gjort med et batteri som strømkilde. Forskjellige frekvenser ble injisert inn på powerkabelen ved hjelp av en signalgenerator. Power med ferdig injisert støy ble sendt over til Bifrôst gjennom 50cm lange ledninger som er tett tvinnet. Dette for å skape en fysisk avstand mellom generator og forsterkeren slik at vi vet at støyen fakstisk kommer gjennom ledningene.
Her er et bilde av pulten min. Signalgenerator og batteridrift til venstre for tastaturet og Bifrôst og UPV analysator til høyre.

Ved å måle signalet på powerkabelen og samtidig måle signalet på kontakten til opampen er det enkelt å se hvor mye det har blitt dempet.

Her er resultatet:

Den blå kurven viser responsen fra 20Hz til 300kHz. Det er båndbredden til UPV analysatoren. Den er svært nøyaktig men går ikke lenger enn til 300kHz.

Fra 300kHz til 8MHz måtte jeg bruke det mindre nøyaktive scopet mitt for å måle responsen. Akkurat i overgangen fra 300kHz til 500kHz var det bare såvidt jeg klarte å lese av signalet på scopet og målingene er ikke så nøyaktige i det området. Vi ser også at vi har et sprang i målingene det på nesten 10dB. Over 500kHz var målingene mer tydelige. Dippen ved 600kHz er reell og kommer av en eller annen resonans i systemet.

Fra 20Hz til 300kHz lå signalet inn på rundt -30dBV (ca. 30mV RMS) . Fra 300kHz til 8MHz økte jeg signalet inn til rundt -5dBV (ca 500mV) for å klare å se responsen på scopet.

Her er kurve fra databladet på LM317.

Vi ser at ved 1kHz så er kurvene ganske like, men ved alle andre frekvenser så har vi bedre PSRR. Det skulle egentlig bare mangle med såpass mange fancy kondensatorer og i tillegg et input filter med ferritt.

I forhold til TPS7A47 så er dette fakstsk bedre. Her er i fra databladet på denne:

Den ligger i området rundt 50dB demping ved switchefrekvensen til SMPS. (100kHz-300kHz). Vi har over 70dB i samme område


Nå blir det tilsvarende test og optimalisering av den negative regulatoren, og etterhvert en fullskala test med SMPS og Bifrôst i full action.

 

[AAaF]

Gikk vel over streken i forrige post ser jeg.

Absolutt ikkje. Synast det er heilt topp!

 

[Armand]

LM337LZ. Negativ regulator

Sånn, da er den negative testet også.

Slik så støybildet ut med standard verdier. 1u 50V MLCC kondis på inngangen, 10uF MLCC kondis på adjust pinnen og 15uF Würt polymer kondis på utgangen (sammen med de allerede eksisterende avkoblingskondisene til opampen på 10u og 140n). Spenningen ut er satt med 240 ohm og 2400 ohm og ble -14V.
Den resonanspeaken er ikke så flott. Den tar vi ned med en større kondis på utgangen. 1000u standard kondis fungerte fint på LM317, så da prøver vi det her også.

Se der. Det gjorde susen. Den peaken som har oppstått ved 100Hz er et signal på -30dBV jeg med vilje har injisert for å se hva som skjer når vi legger på til 100u på adjustpinnen.

Med 100u ekstra på adjustpinnen går støyen ved lave frekvenser krafig ned. PSRR øker også tilsvarende. Vi ser at rippelen ved 100Hz synker med 19dB fra -90dBV til -109dBV

Her er samme måling med 22kHz båndbredde. Noise holder seg under -130dBV og det er mer enn godt nok.

PSRR

Slik ser regulatorkretsene ut nå. På bildet her er også måleoppsettet for PSRR tatt med

Her møtte jeg på en liten overraskelse. Den blå kurven var første forsøk og ved 3kHz klarte den bare å dempe med 54dB. Selv om det kanskje ville vært nok, så var jeg ikke fornøyd med dette. Jeg satte derfor på en 47 ohms motstand før 470uF kondisene som sitter på kortets inngang. Dette skaper et effektivt R-C filter som demper 20dB allerede ved 100Hz. Med kun 20mA strømtrekk taper vi bare 1V over denne 47 ohms motstanden. Vi har mer enn nok spenning å gå på så det har ingenting å si. Etter dette fikk jeg den oransje kurven. Ved 400kHz gikk jeg over til å bruke scopet å måle med og fikk samme 10dB sprang i målingene som jeg også fikk på LM317. Det er også her en dip på 600kHz. Kanskje det er de 50cm lange kablene mine?
PSRR er bedre enn 80dB helt opp til 3MHz og vi vil være godt sikret.
Denne PSRR kurven er nå bedre enn LM317, og jeg kommer til å lage plass til en seriemotstand på denne også på neste printkort.

Slik ser R-C filteret ut


Utgangsimpedanse

LM337 er bedre enn sin bror LM317 og dette er mer enn godkjent. Den lille lasten vår opamp er vil ikke kunne lage noe krøll på spenningene her.

En simulering og måleoppsettet for utgangsimpedanse.

R2 er utgangsimpedansen til regulatoren. R3 på 1k sitter i serie med signalgeneratoren for å lage en strøm på 1mA. Det sitter også en 16uF kondensator i serie med signalgeneratoren for å fjerne DC fra regulatoren. Ved 20Hz er den 1dB ned, men det har nesten ingen betydning.
Når signalgeneratoren lager en spenning på 1V og vil R3 begrense strømmen til 1mA. Vi kobler dette inn der opampen skal sitte og kan dermed injisere et dynamisk strømtrekk. Ved å måle hvor mye spenningen varierer der kan man beregne utgangsimpedansen med formelen: R3*(U_PSU/U_SigGen).
Hos meg måler jeg 10uV på på opampens powerbein når signalgeneratoren leverer 1V. Zout blir da: 1000*(0,00001/1)=10mOhm
Siden jeg er så heldig å disponere en UPV kan jeg sette opp denne testen i en sweep å få ut kurven med varienrende frekvenser automatisk.

Nå gjenstår den spennende testen av hele forsterkeren. Det er ingenting som tilsier at regulatorene skulle påvirke Bifrôst negativt, men det blir allikevel spennende å se.

 

[Armand]

Resultat LM3xx regulatatorer

Sannhetens time har kommet. Hvordan gikk dette?

Dette er jo gode nyheter. THD har gått ned ved høye frekvenser og vi har kommet ned på 0,0008% ved 10kHz mot tidligere 0,001%. Ellers er det likt.

Ved full power har vi dette:

Dette er marginalt dårligere enn tidligere da vi hadde 0,00036%. Andre harmonisk ligger nå på -116dB mot tidligere -120dB

Jeg prøvde også å avkoble opampen med 2x33000uF(!) for å senke impedansen på power rail til under 1mOhm i området 1-3kHz, men det hadde null effekt.

Jeg er nesten overbevist om at det er ikke type regulator som gir oss de (bittesmå) forskjellene vi ser, men at det er endringer i PCB layout og plassering av avkoblingskondensatorer i forhold til jordplan. Forskjeller ved disse ultralave nivåene kan også komme fra målefeil forårsaket av små forskjeller i kabling og oppkobling når jeg driver på. Siste 15cm av de balanserte inputkablene er ikke skjermet, og selv om de er tvinnet så blir resultatene påvirket hvis de skulle ligge et par cm unna powerledningene. Det er svært mange småting som spiller inn og det er en utfordring å lage 100% sammenlignbare og kontrollerte tester når man har fiklet så mye med kretskortet som jeg har gjort.

Jeg har en mistanke om at det er mulig å komme enda lenger ned ved å lage et "super"PCB-layout der jordplan, returstrømmer til/fra regulatorer, opamp, avkoblingskondensatorer og utgangstrinn fungerer optimalt. Problemet er bare at jeg vet ikke hvordan dette ser ut. Jeg kan hovedprinsippene, men her er det en del "black magic" som det skulle vært fint å kunne mer om.
Vi får gjøre et forsøk på neste versjon av PCB.

 

[Asbjørn]

High Speed Digital Design: A Handbook of Black Magic 1st Edition
High Speed Signal Propagation: Advanced Black Magic 1st Edition

 

[Armand]

Fiklet litt med jordingspunkt

Som forventet er jording viktig. Jeg har modifisert litt på jordingen til avkoblingen til opampen og fått bedre resultater. Dette er ikke ferdig enda og de 15uF og 1000uF som sitter etter regulatorene kan nok også modifiseres noe. Det jeg gjorde var å sette 2 stk. 33mF kondiser fra opampens powerbein og jorde disse to et stykke før regulatorene. I praksis blir dette nærmere powerjord til utgangstrinnet. Disse vil i stor grad overstyre de 15u og 1000u som allerede sitter der. Det gjorde susen.

For å ikke vise så mange bilder denne gangen så har jeg eksportert dataene fra instrumentet til excel og plottet de der. Da kan man se både THD+N og THD samtidig. Dette er interessant fordi instrumentet mitt er ikke nøyaktig nok til å måle THD+N korrekt over 20W effekt. Spenningen blir for høy og måleområdet må økes. Da øker også støyen i instrumentet og Bifrôst's lave THD blir overdøvet av instrumentets støy. En ren THD måling er ikke like mye påvirket av bidraget fra støy og er egentlig en mer nøyaktig måling ved høye spenninger.
Ved å plotte begge kurver med samme skala og interpolere litegrann (blå strek) med samme stigningsgrad som THD+N kurvene over 25W og 50W kan vi se at THD+N fortsetter å synke hele veien til 170W effekt og ender på 0,00015% THD+N

Nå begynner det å bli seriøst bra. Hvis vi i tillegg nå klarer å optimalisere avkoblingen til utgangstrinnet slik at vi kan øke feedback noen dB til så tar vi med oss det også

 

[Armand]

High Speed Digital Design: A Handbook of Black Magic 1st Edition
High Speed Signal Propagation: Advanced Black Magic 1st Edition

Du fant black magic bøker ja Det står nok en del triks der. Men de er nok mer rettet mot de som opererer over 10MHz. DET er i hvert fall black magic

 

[Armand]

IMD

Denne IMD kurven er omtrent som før, men litt bedre. De artifaktene vi tidligere hadde rundt 14kHz og 28kHz er borte. 0dB på grafen tilsvarer 10V RMS.
Her leverer Bifrôst to signaler samtidig. Begge signaler er på 10V RMS, noe som tilsvarer 12,5W i 8 ohm. Vi ser at spenningen må helt opp i nesten 30V peak for å klare dette. Sidebåndene legger seg pent under 120dB lavere enn signalene. Noisefloor ligger 140db under signalene. Dette er klokkerent.

 

[VegardW]

Godt gjort Armand!!!
(trøster meg med bildet av den grillede regulatoren)

 

[Asbjørn]

Dette begynner å bli ekstremt bra. Når jeg summerer på øyemål opp til åttendeordens IMD får jeg ca 0,0006 %. Not half bad.

Jeg er fortsatt litt fascinert av at andreordens er høyere enn tredjeordens. Her har vi ca -118 dB og -122 dB, hhv. Så er den fjerdeharmoniske søkk vekk, og den femte ved -130 dB eller så. Det er helt utmerket, men fortsatt litt uventet.

Et par ideer for å tyne THD enda litt ned: Forsyningsspenningen kan økes en del. LM49740 har i prinsipp samme THD uavhengig av forsyningsspenning, men LM4780 får mindre THD og høyere utgangseffekt med høyere spenning. +/- 28 eller 30 V burde gå uten at det blir altfor varmt rundt den. Hvilken spenning var dette?

Vi kan redusere gain rundt LM4780 fra 11x til 10x (9,09kOhm i stedet for 10k). Det gir litt ekstra NFB og tilsvarende støyundertrykkelse i indre krets. Det bør fortsatt være god margin før noe blir ustabilt der. TI's Spice-modell tyder på at den andre polen ikke dukker opp før ved 10 MHz et sted. Dessuten gir det littegranne større båndbredde i indre krets, noe som burde være positivt for stabiliteten i ytre krets.

Og så kan vi presse ytre krets litt hardere også, men der er det nok ikke så mye mer å gå på før neste versjon av kortet. I simuleringene er det ingen ting som tyder på ustabilitet i ytre feedback loop som sådan selv med 6 dB mer NFB enn her. Her en variant med 15 dB gain, ca 6 dB mindre enn nå. Da har vi fortsatt større båndbredde i indre krets (700 kHz) enn i ytre (450 kHz):

Vi er uansett milevis under alt som kan tenkes å være hørbart. Endringen i inngangsfilter og utflatingen av frekvensgang opp til 20 kHz har større sjans for å ha en hørbar betydning, men det har vel gått litt sport i det også.

 

[Midas]

High Speed Digital Design: A Handbook of Black Magic 1st Edition
High Speed Signal Propagation: Advanced Black Magic 1st Edition

Du fant black magic bøker ja Det står nok en del triks der. Men de er nok mer rettet mot de som opererer over 10MHz. DET er i hvert fall black magic

De som jobber over 1GHz driver iallefall med black magic. En kollega som holdt på med ny mikrobølgeantenne sitter kun å jobber med geometriske figurer på et kretskort. Sirkulatorer og halvmåner. Verktøy for tuning: skalpell og kobbertape. Magi! http://www.qsl.net/pa3gco/zelfbouw/blauwkap/org.jpg

Dagens databusser, som USB, HDMI, Ethernet, SATA, har blitt så raske at man absolutt må ta hensyn til en mengde analoge effekter. I tillegg overfører de fleste av disse flere bits per symbol/svingning, slik at absoluttnivået og fase gjerne blir viktig å ivareta. Så det (eneste?) som gjør audio spesielt krevende er vel den enorme linæriteten og signal/støyforholdet.

Hvilken picoscope er det du har? Har et jeg også (4426) men bruker det så altfor lite egentlig.

Picoscope 3224. 12-bits oppløsning og 10MHz båndbredde. Det er en tøffere versjon du har med 50MHz båbdbredde. Jeg savner litt mer båndbredde noen ganger, men stort sett klarer man seg med 10MHz til audiobruk. For de som skulle vurdere å kjøpe et slikt instrument så anbefaler jeg at man prøver å strekke seg til minimum 12-bit oppløsning. F.eks dette: https://www.elfa.se/en/picoscope-42...page=1&origPos=108&origPageSize=25&simi=96.09

Hvor viktig er det med 12-bits oppløsning mener du? Jeg har flere som skryter veldig av de nye Keysight 1000X scopene, InfiniiVision 1000 X-Series Oscilloscopes | Keysight (formerly Agilent’s Electronic Measurement), og vurderer å kjøpe en slik selv. Av de (veldig) dyre scopene vi har på jobb, så skal jeg ikke si at jeg har lagt merke med hvilke som er 8-bit og hvilke som er 12-bit.

 

[Armand]

Hvor viktig er det med 12-bits oppløsning mener du? Jeg har flere som skryter veldig av de nye Keysight 1000X scopene, InfiniiVision 1000 X-Series Oscilloscopes | Keysight (formerly Agilent’s Electronic Measurement), og vurderer å kjøpe en slik selv. Av de (veldig) dyre scopene vi har på jobb, så skal jeg ikke si at jeg har lagt merke med hvilke som er 8-bit og hvilke som er 12-bit.

Jeg har bare erfaring med Picoscope. På jobben bruker elevene 2000 kroners 8-bits Picoscope og det er stor forskjell på nøyaktigheten på disse i forhold til mitt 12-bits scope. Dette kommer naturlig nok mest til syne hvis man må måle et DC nivå sammen med et AC signal. Der et 8-bits scop hopper fra ett nivå til det neste så har jeg 16 nivåer mellom dette.
Skal man måle f.eks måle hva som skjer på et signal som varierer mellom +-10V og kunne trigge og zoome inn på utvalgte områder på kurven vil et 8-bits scop ha sprang på 20/255=78mV. Et 12-bits vil ha sprang på 5mV.
Andre ting jeg digger med Picoscope er muligheten til å automatisk dekode buss-protokoller og få hex-tallene rett på skjermen. Det ligger også avanserte mattefunksjoner der og man kan enkelt lage egne. På kjøpet får man også stor skjerm og ett mindre plasskrevende instrument på en allerede full pult

Hva man foretrekker kommer an på bruksområdet til hver enkelt.

PS! En vesentlig ulempe med Picoscope (muligens avhengig av modell) er at det er følsomt for støy på USB. Når jeg gjør målinger på små signaler må jeg bruke laptop på batteridrift.

 

[Asbjørn]

Jeg tror jeg ser en mulighet for å klemme THD+N ned enda noen dB. Slik kretsen er satt sammen nå "gir vi bort" ca 12 dB loop gain for stabilitetens del. Hvis vi finner en måte å få tilbake det gainet på burde det være mulig.

For å gjøre det må vi se en LM4780 strengt i hvitøyet og forstå hva den tenker på, så vi får starte med basics igjen. Her er open loop gain for en halvpart av LM4780 vist med svart strek og normal resistiv feedback for 10x (20 dB) gain vist med blå. Lysegrønn er komponenttoleransene ihht databladet, turkis min gjetting på hvordan en uvanlig bra LM4780 kan se ut.

Kretsen er en helt standard chipamp uten noen filtre eller stabilitetskomponenter. Loop gain (=NFB) er differansen mellom de skrå kurvene for open loop gain og den horisontale kurven for closed loop gain, nominelt ca 78-20=58 dB ved 1 kHz og 52-20=32 dB ved 20 kHz. Forsterkeren slipper opp for loop gain ved 800 kHz ved nominelle komponentverdier, men kanskje så lavt som ved 200 kHz ved nedre toleranse. Over det vil den gå i open loop. I alle tilfeller krysser kurvene i et område hvor open loop gain faller med 20 dB/dekade. Det betyr at fasevinkelen er ca 90 grader, og at vi har ca 90 grader fasemargin. Det ser stabilt ut. Interessant nok har "dårlige" eksemplarer større fasemargin og er mer stabile enn de "gode", men vesentlig mindre båndbredde og loop gain.

Databladets spesifikasjon om stabilitet ved 10x gain eller mer ser ut til å ha en god del sikkerhetsmargin. Andre pol er først ved 10 MHz og open loop gain treffer 0 dB ved 8 MHz, så den er i prinsippet stabil med unity gain, såvidt. Men folk går sjelden under de foreskrevne 10x gain på chipamper. Heller 11x for å ha enda litt mer sikkerhetsmargin og bruke enkle komponentverdier 1 og 10 kOhm. Jeg tipper det er lagt inn nokså mye sikkerhetsmargin for kapasitiv last. Uten RL-filter på utgangene vil lastkapasitansen skape en ekstra pol ved lavere frekvens enn 10 MHz, og med 10x gain har chippen en viss sjanse til å overleve selv om en DIY'er insisterer på at det "låter best" uten et slikt filter.

Men Armand har vist at vi ikke er redde for at den magiske røyken slipper ut av IC'ene (han stapper den bare inn igjen med loddebolten), så vi kan jo se om vi kan få den tingen stabil ved 0 dB gain.

Noen ideer finner vi her:
LM675 Power Operational Amplifier
Using a decompensated op amp for improved performance
AN-1604 Decompensated Operational Amplifiers

 

[Asbjørn]

LM675 er også spesifisert for 10x gain eller mer, dekompensert som den også er. I databladet har denne lille luringen gjemt seg i figur 12, "Non-inverting unity gain operation":

Den samme kretsen er vist i "Using a decompensated op amp":

Så hvis vi forsøker det og velger komponentverdier for at dette skal slå inn rundt 100 kHz kan det bli slik:

Vi har skaffet oss 20 dB ekstra loop gain ved 1 kHz, nå 78 dB NFB der. Ved 20 khz er det 52-4=48 dB, opp 48-32=16 dB fra standardløsningen. Omtrent samme båndbredde som før, litt mer på den "dårlige" IC'en. Riktignok vil vi få et løft i closed loop gain ved 20 kHz, men foreløpig bryr vi oss ikke om hvorvidt frekvensresponsen er flat eller ikke.

Her "mistet" vi også jordreferansen i feedbackkretsen, siden det ikke lenger er noen spenningsdeler til jord der. Om det er en god ting eller ikke finner vi kanskje ut etterhvert.

 

[Asbjørn]

Oppsummert, med rød kurve for closed loop gain og magenta for loop gain (NFB) i tillegg til de samme kurvene som i forrige innlegg. Her har vi også hengt på RC-snubberen fra LM4780-databladet på utgangen, men den gjør ikke så mye av seg.

Frekvensgangen er selvsagt forferdelig med +20 dB peak ved 500 kHz, så jeg tror ikke jeg vil vise noen firkantbølger med denne, men vi har skremt opp 16-20 dB ekstra loop gain gjennom hele audiobåndet. Riktignok er det litt småskummelt med -150 grader fase for loop gain ved 50 kHz, men vi har 70 grader fasemargin når loop gain treffer null dB ved 780 kHz. Det er litt lavere fasemargin og litt større båndbredde enn standardløsningens 77 grader ved 750 kHz. Dessuten ser vi at closed loop response gir en positiv fasedreining sentrert på ca 50 khz og helt opp til ca 350 kHz. Det er interessant når vi tenker over hva denne tingen skal brukes til. Den skal jo ikke gå ut i verden alene.

 

[Armand]

16dB mer NFB! Dette er jo svært spennende. Det betyr at jeg må svinge loddebolten enda mer. Det er ikke så mye som ligner på det originale kretskortet lenger

 

[Asbjørn]

Det kan til og med tenkes at det blir en enklere versjon.

Recap: Det vi har så langt er en litt skakk unity gain utgangsbuffer og så mye NFB som en LM4780 kan stable på bena. Her har jeg justert gain litt ned ved høye frekvenser for å få litt større båndbredde og litt mindre scary fasevinkel ved 80-100 kHz. 78 dB NFB ved 1 kHz, 50 dB ved 20 kHz. 2 dB gain ved 20 kHz. Den ser stabil ut:

Her er svart kurve closed loop gain, blå er loop gain og grønn er open loop gain for modellen av en LM4780. (Begrepene "loop gain" og "open loop gain" er litt forvirrende. Jeg ser at jeg har rotet med dem selv i et tidligere innlegg. Loop gain er differansen mellom open loop gain og closed loop gain, også kjent som NFB.)

Kanskje vi vil ha flat frekvensrespons med litt gain likevel, og NFB er vi ikke redde for. Så vi finner frem LM49740 igjen og setter 10x resistiv feedback rundt den:

Fortsatt ikke mye drama der, stabil som den er helt ned til 0 dB gain. Flat til et par hundre kHz, men hvis vi bare bretter den feedbackloopen rundt LM4780-bufferen får vi positivt loop gain til over 2 MHz og fasevinkler som garanterer oscillasjon stort sett hele veien. 90 grader her og 90 grader der blir fort 180 grader. Så vi legger i tillegg en integrator rundt LM49740'en for å bremse den litt ned og vri fasen tilbake 90 grader. Da blir det slik:

Turkis kurve er loop gain i indre krets. Nå er frekvensgangen i closed loop nokså flat til godt forbi 200 kHz, men likevel ned ca 0,8 dB ved 20 kHz. Derimot har vi 39 dB NFB ved 1 kHz og 15 dB ved 20 kHz. Loop gain blir negativt ved ca 740 kHz med ca 98 grader fasemargin. Tilsammen blir det 78+39=117 dB loop gain ved 1 kHz og 50+15=65 dB ved 20 kHz. Det er opp ca 8 dB fra forrige versjon av kretsen, kanskje fortsatt med litt å gå på. Grunnen til at det ikke blir 20 dB mer NFB direkte er at vi hadde en kompensator som spiste opp 12 dB loop gain, så det effektive gainet fra LM4780 var 8 dB, ikke 20 dB. Det er de vi har hentet ut nå.

Her er vi tilbake til tredjeordens kompensasjon (ikke femte), så kretsen har blitt en del enklere. Men vi har også skaffet oss et par nye problemer med ikke helt flat frekvensgang og ingen resistiv vei til jord for biasstrømmer ved DC i opampene. Ikke helt ferdig til testing ennå.

 

[Asbjørn]

Det siste problemet kan løses ved å sette en høyverdimotstand i parallell med kondensatoren i integratoren: https://en.wikipedia.org/wiki/Op_amp_integrator#Practical_circuit

Det gjør at loop gain for integratoren flater ut under 100 Hz eller så. Dessuten har jeg justert gain i ytre krets og kondensatorverdien i integratoren for å få like stor båndbredde i ytre som i indre krets. Her får begge null dB loop gain ved 1 MHz:

Både ytre og indre krets har -109 grader fasevinkel ved 1 MHz, eller 71 grader fasemargin. 78+45 dB er 123 dB NFB ved 1 kHz, og 50+21 dB er 71 dB NFB ved 20 kHz. I utgangspunktet ser begge kretsene stabile ut, men vi begynner nok å nærme oss en eller annen grense her. Det er nokså flat frekvens- og fasegang opp til 1 MHz i closed loop. Over det følger den open loop-responsen til en LM4780. Ved 20 kHz er den ned 0,5 dB med -4 grader fasedreining.

Til sammenligning: Kretsen Armand testet øverst på siden har 58+49=107 dB ved 1 kHz og 32+23=55 dB NFB ved 20 kHz. Her snakker vi om 16 dB mer NFB hele veien. Teoretisk sett burde det redusere forvrengning og støy med ytterligere 16 dB til et godt stykke ned i parts-per-billion-området. Hvis den er stabil, da.

Men hvorfor akseptere 0,5 dB avvik? Vi har jo tenkt å henge på et andreordens Sallen-Key filter på inngangen. Vi kan også justere gainet litt der for å få eksakt riktig Q fra det filteret. Nå har jeg ikke lagt inn transferfunksjonen for Sallen-Key filteret i Scilab ennå, men slik blir responsen av forsterker, filter og det hele i Spice (TINA-TI):

Totalt gain 20,15 dB. -3 dB ved ca 70 kHz. Relativt flatt i frekvens, ned 0,00134 decibel ved 20 kHz, men med noe større fasedreining fra inngangs- og utgangsfilteret. Det er også mulig å prikke inn 19,99 dB gain ved 1 kHz (se åpningsinnlegget) med ca -0,016 dB avvik ved 20 kHz. Dette er med simulert last 8 ohm i parallell med 10 nF. Da tar vi kanskje sjansen på en firkantbølge ved 1 kHz også:

En liten overshoot, men den ser ut til å komme fra filteret på inngangen, ikke fra komposittforsterkeren som sådan. Den er nokså tam i simuleringen.

Steike, kanskje dette kan virke? Ideen i denne omgangen var helt enkelt at det ikke er noen spesiell grunn til at frekvensgangen i utgangstrinnet skal være flat. Så lenge det er noenlunde stabilt kan vi fikse frekvens- og fasegang i ytre krets. Plutselig hadde vi ca 10 dB ekstra NFB tilgjengelig å leke med bare på grunn av det, og i tillegg ser det ut til at tredjeordens kompensasjon kan være tilstrekkelig for å holde tingen stabil.

Bonuslektyre på en søndag kveld: AN-257: Careful Design Tames High Speed Op Amps

 

[Asbjørn]

Med ~Bessel filterkarakteristikk på inngangen i stedet for Butterworth:

Ingen ringing i tidsdomenet, men litt slakkere avrulling i frekvensdomenet. -3 dB ved ca 54 kHz.

Her har jeg også presset en del komponentverdier såpass at det er 75 dB NFB undertrykkelse av THD+N fra LM4780 ved 20 kHz, om jeg regner riktig. Da har jeg forsøkt å passe på at mest mulig av loop gain ligger rundt den IC'en og minst mulig "brukes opp" i drivertrinnet. Til sammenligning har en "standard gainclone" med 11x resistivt gain 31 dB NFB ved 20 kHz. Her har vi 44 dB mer, og 20 dB mer enn i versjonen Armand testet sist. Det bør bety en ytterligere reduksjon i støy og forvrengning. Dessuten er det nå 1,5x gain i inngangsbufferen og tilsvarende mindre i komposittforsterkeren. Det bør også hjelpe litt på SNR. Bivirkningen er at båndbredden i ytre krets nå er mye større enn i indre.

Forsterkeren ser fortsatt helt tam ut i simuleringene, men det er signal i feedback-loopen til godt over 10 MHz, så det vil være et helt lite mirakel om den også er stabil på et kretskort. Induktans i traces og komponentben sammen med parasittiske kapasitanser vil få betydning ved så høye frekvenser, og vi vet allerede at vi er sjanseløse til å avkoble PSU ved frekvenser over 1 MHz.

Om den skulle være stabil, vil det ikke være mulig å måle hverken THD+N eller utgangsimpedansen på den. Tallene vil bare vise egenstøyen i måleapparatet og impedansen i målekablene.

Jeg oppdaget forresten at en lignende krets er beskrevet i Walt Jung's bok "Op Amp Applications Handbook". Han viser en variant med diskret JFET drivertrinn og tilsvarende kompensasjon som jeg har brukt her, men advarer mot problemer både med betinget stabilitet og med krøll i tidsdomenet. Forskjellen er at vi bruker en lynrask IC også i drivertrinnet og har mye mer båndbredde tilgjengelig enn med hans diskrete komponenter, så vi flytter alt ugagn godt over audiobåndet og klipper det vekk med et inngangsfilter.

 

[Asbjørn]

Litt mer snacks for NFB-nerder: Loop gain (NFB) rundt LM4780 i hele komposittforsterkeren i blått, en "standard 11x gainclone" i rødt, indre og ytre loop i hhv grønt og turkis, og closed loop gain i denne versjonen i svart. (En halvdel av forsterkeren, uten inngangsfilter.)

Kombinert loop gain treffer 0 dB ved 3 MHz. Der har kretsen en fasemargin på 85 grader. Snill som et lam, men kanskje med en litt smal stabil sone. Gainet skal ikke så veldig mye lavere enn dette før lammet begynner å flekke tenner. Closed loop frekvensrespons begynner en slakk avrulling like over audiobåndet og har -3 dB ved 210 kHz, -6 dB ved 2 MHz.

Forskjellen fra databladløsningen ved 1 kHz er 126-57=69 dB, eller 2800x mer NFB.
Relevant ønskereprise: The F-word, or why there is no such thing as too much feedback.

Hvis vi i stedet bruker en LM4780 på nedre toleranse av spec, 90 dB DC-gain og 2 MHz GBWP, får vi 45 grader fasemargin og 0 dB loop gain ved 810 kHz. Fortsatt stabil, men litt marginal. Vi mister også 12 dB NFB. Forskjellen til "databladløsningen" er like stor, naturlig nok. Dette kan være realiserbart, men kanskje med litt større sikkerhetsmarginer enn de jeg brukte her.

 

[Asbjørn]

På den andre siden er det mulig å rykke enda litt hardere i halen til det lammet. Her en variant med 125 dB NFB ved 1 kHz, 80 dB (!) ved 20 kHz, og fortsatt 71 grader fasemargin. En halvpart av forsterkeren uten inngangsfilter:

Svart kurve closed loop gain, blå kombinert loop gain (NFB rundt LM4780), grønn loop gain i indre krets, turkis i ytre. Ned 0,06 dB ved 20 kHz, 1 dB ved 120 kHz. Det er mye enklere å forstå hvordan delene påvirker hverandre med bare tredjeordens kompensasjon i stedet for femteordens.

Poenget med å øke NFB ved 20 khz og ikke ved 1 kHz er å flate ut THD+N-kurven litt med frekvens. Det gjøres ved å redusere verdien på bypass-motstanden i integratoren, slik at integratoren nå mer fremstår som et lavpassfilter. Her har vi hele 25 dB mer NFB ved 20 kHz enn i IMD-målingen, men vinduet for stabilitet har nok ikke blitt noe bredere. Likevel bør den fortsatt være stabil med en "dårlig" LM4780. Parasitics er en annen historie.

Fortsatt like tam i Spice også, her hele forsterkeren med Q=0,5 i inngangsfilteret:

Da blir -3 dB ved 60 kHz. Kanskje på tide å øke gainet i bufferen, 13 dB totalt gain begynner å bli litt lavt.

Huskelapp: 24/96 hirez oppløsning er 144 dB SNR og 48 kHz båndbredde.

 

[Asbjørn]

Økt gain i inngangsbufferen til 2x, fortsatt 3x i komposittforsterkeren og 80 dB NFB ved 20 kHz. Fortsatt dønn stabil i simuleringene med ca 70 grader fasemargin. Jeg var litt nysgjerrig på hva som skjer hvis jeg henger på en realistisk modell av høyttaler og kabling som last i stedet for 8 ohm resistiv. Ikke så veldig mye, egentlig:

Utgangsfilteret får en dempet overshoot med den reaktive lasten, men selve komposittforsterkeren (grønn strek) ser ikke ut til å merke det engang. I simuleringen, vel å merke. Ved å forstørre opp grafene for firkantbølgen mye ser det ut til å være en liten skjelving der ved gain mindre enn 5x. Jaja, da er det fortsatt 75 dB NFB ved 20 kHz og 100 dB ved 3 kHz hvor øret er mest følsomt. Vi får vel se etterhvert hvor mye av det som kan være realiserbart. Til sammenligning, Hypex NC400:

Det er forresten mulig å kombinere RF-filteret på forsterkerinngangene (nå 100R+100pF) med det andreordens Sallen-Key lavpassfilteret for å få et tredjeordens differensielt inngangsfilter. Matematikken i det er en smule hårete, men jeg tror det kan være bryet verdt å forstå eksakt hvordan det kombinerte filteret oppfører seg. Jeg ser allerede litt interaksjon mellom RF-filteret og Sallen-Key-filteret ved at det ringer ved lavere Q enn det strengt tatt burde gjøre. Det ble litt mer markert ved høyere gain i inngangsbufferen. Det ville jo være litt for dumt om det var bufferen som fikk stabilitetsproblemer heller enn komposittforsterkeren.

Edit: Noen har selvsagt sett på den varianten før.
http://www.edn.com/design/analog/43...hird-order-Sallen-Key-filters-with-one-op-amp
http://jpbedinger.tripod.com/projects/an/ds1-3polelp.htm
http://www.beis.de/Elektronik/Filter/Act3PoleLP.html

Den siste, fra Uwe Beis, er smått genial.

Active 3-pole single stage filters need only one op-amp instead of two. But they are difficult to dimension because mathematics is by far not that straight-forward as for the usual double-stage ones. It took me a couple of days or even weeks to understand that and to prepare this utility written in Javascript. Here you can quickly dimension active 3-pole single stage Sallen-Key low-pass filters. The explicit intention of this page is to prevent semiconductor companies from selling millions of op-amps!

 

[Asbjørn]

Hmmm, jeg hadde visst regnet litt feil på NFB-tallene i foregående innlegg. NFB var ikke riktig så høy som jeg trodde, derfor også den ikke helt flate frekvensgangen ved høye frekvenser. Ikke så veldig vanskelig å løse: Bare skru til enda litt hardere.

Svart er loop gain, blått closed loop gain, grønt kombinert NFB i indre og ytre loop tilsammen. Denne versjonen har 80 dB NFB ved 20 kHz, er ned 0,03 dB ved 20 kHz, 1 dB ved 155 kHz og 3 dB ved 580 kHz. Loop gain treffer 0 dB ved 2.1 MHz. Der har tingen 130 grader fasemargin. Det er komplett cray-cray tall, men Spice er enig med Scilab:

Den lille spike'n på transientene kommer fra inngangsfilteret. Forsterkeren gjengir bare det den får presentert på inngangene.

Ferdig balansert med alle filtre foran og bak gir den 17,4 dB gain (med 2x gain i inngangsbufferen), og er ned 0,16 dB ved 20 khz, ned 1 dB ved 49 kHz og 3 dB ved 85 kHz.

Nå må jeg snart gi meg med fiklingen. Jeg har snart testet alle resistorverdier i E96-serien i forskjellige posisjoner for å tune inn denne i Scilab og Spice. På den andre siden har jeg allerede lovt Armand flere ganger at nå er dette en stabil versjon som jeg ikke skal endre på en stund, men det ender bare med at jeg forstår litt mer etter et par dager og justerer noe igjen. Det er fortsatt litt mer å gå på i kretsen før vi slipper helt opp for muligheter til enda mer blodtrimming. Kanskje vi kan presse den opp til 82 dB ved 20 kHz, slik at vi har jevnt 50 dB mer NFB enn i databladløsningen. Men 100 dB NFB ved 20 khz greier vi nok ikke.

 

[Sluket]

Hva med estimert levetid/stabilitet? Noen Ide? Særlig stabilitet.

 

[oks81]

Klarer ikke følge alt i denne tråden da det blir for dypt for meg.
Men ikke tvil om at det utføres godt arbeid!!

Stabilitet forstår jeg er en av de tingene det har blitt jobbet mye med, bl.a hva som skjer om den går i klipping.
Levetid vil vel komme litt an på bruk vil jeg tro sammen med tilgjengelig kjøling om den presses hardt?

Skulle gjerne testa denne på JBL bassene, ser 2x170 @ 8ohm burde holde, og med vanvittig lav vreng!

 

[Armand]

Imens Asbjørn fikler med E96 serien har jeg har gjort impedansmålinger på power supply rail. Det viser seg at vi har en del å gå på der også. Det var et alt for stort sprang fra 470u elektrolytt til 1u MLCC X7R kondensatorer. Ved 1.5MHz var impedansen rundt 200mOhm og det er kanskje ikke tilfeldig at vi opplevde oscillering ved denne frekvensen. Her skal vi inn med 82u OSCON kondiser i stedet for 470u. Dette vil senke impedansen mellom 100kHz og 400kHz. Over dette blir det på neste versjon minst 4stk. 10u og 8 stk. 4,7u. Foreløpige tester viser impedanse under 20mOhm helt til 2MHz. Det burde gi utgangstrinnet bedre arbeidsfohold

 

[Midas]

Jeg våger meg på to spørsmål:

1. Hvordan bruker du scilab til designet? Har du utledet en overføringsfunksjon og bruker scilab til å analysere denne? For du gjør kretssiumering i spice, ikke sant?

2. Veldig imponert over grundigheten i analysene av (signal) systemet. Ikke alltid man har så mye av sånt i fagkretser lengre. Kan jeg spørre hva ditt daglige virke er og evt hva slags bakgrunn du har Asbjørn?