Hva med noen chipamper?

[Armand]

Bifrost kan også være stille

Jeg gjorde i dag noen forsøk på å få ned THD ved å tweake på feedback-loopene og kompenseringskondensatorene men klarte ikke å få THD lenger ned. Det endte bare i ustabilitet.

Nå som det er etablert at Bifrost kan levere masse effekt er det på tide å se hvor stille den kan være. Den er nå koblet opp mot det SMPS-poweret vi skal bruke. Connex SMPS300RE. Nå har vi tidligere sett at denne støyen er godt dempet på supplyet til opampen, men inn til effektrinnet er det ingen filtrering og der er det en del støy.

Først ser vi på hvor mye av støyen fra SPMS er. I denne testen hadde jeg et signal på 1kHz som spilles med 1V RMS over 8 ohm.

Scopbilde. Vi ser rester av 50Hz med overlagret 2kHz rippel fra signalet.

I spektrum mode ser vi at SMPS lager en hel hærskare av harmoniske av nettfrekvensen og ganske mye 2kHz. Kan det være at andre harmonisk stammer fra for dårlig regulert power? Det må testes.

Men først ser vi på støy ut fra Bifrost.

Med null signal inn er dette det som kommer ut. Total integrert A-veid støy fra 20 til 20kHz er 29,4uV. Ikke A-veid ligger den på 32uV. Det blir ikke mye sus av dette.

Med båndbredde opp til 250kHz kan vi såvidt se SMPS støy ved -110dBV.

Med et signal ut på 0,1V RMS (-20dBV) har vi 1,3mW effekt og vi kan se at det er bare støygulvet som er igjen på -130dB.

Med et signal ut på 1V RMS har vi 125mW effekt og vi kan se at det dukker opp harmonisk forvrengning. Andre harmonisk ligger på -105dBV. Målinger på rail viser at 2kHz ligger på -60dBV akkurat nå.
Jeg skal sjekke hva større kondensatorer kan gjøre med dette. Nå er det kvelden..

 

[Armand]

Rare resultater

Jeg klarte ikke å la være å sette på 2x33.000uF kondiser på inngangen til power for å se hva det kunne gjøre med harmonisk forvrengning.
Ved denne testen sender jeg 10V RMS ut på 8 ohms last.

Rippel på negativ rail før 33.000uF:

Rippel på negativ rail etter 33.000uF

Som vi ser så synker rippel med 10dB. Det bør være en god ting.
Men det som skjer på utgangen av forsterkeren er motsatt!

Før:

Etter:

Vi ser at harmonisk forvrengning går opp med 2-3 dB!!

Jeg tipper at vi her må kikke på hva som skjer i jordplanet på low power kretsløpet. Slik det er nå så har low og high power separate forsyningsspenninger fra SMPS poweret, men jord er forbundet rett før regulatorene. Jeg må prøve å finne et mer optimalt jordingspunkt.

Jord forbindes i dag ved R1 høyre kant.

Noen gode forslag?

 

[Asbjørn]

Har ingen umiddelbare ideer, men jeg er litt imponert av måleresultatene ved 0,1 og 1 V ut, både nivået på THD+N og formen på forvrengningsspektrumet når det omsider stikker hodet opp av støygulvet. "The first watt" ser ut til å bli bra.

 

[KJ]

Er det kretsskjemaet i #84 som er representativt for jordarrangementet mht lav- og høynivå ?
http://www.hifisentralen.no/forumet...378-hva-med-noen-chipamper-5.html#post2317793

Hvor «gjennomført» er skillet mellom lav og høynivå skillet på kretskortet? Hvor «langt» er det mellom de ulike jordpunktene og fram til jord ut til HT? Hvor går returstrømmen i de ulike tilfellene?

Forstår jeg det riktig at tilbakekoblingen rundt LM4780 går til «lavnivå» jord i stedet for «effektjord»?

EDIT: er det R1 som er sammenkoblingen av jord og jord i DC-forsyningene er separert ? Er det mulig å flytte sammenkoblingen av jord til et sted som er vesentlig nærmere feedback-sløyfene ?

mvh
KJ

 

[Armand]

KJ;
Det er det jeg har kalt +0.01 som er lavnivå-jord.
HT er ikke koblet til jord. Alt er differensielt så det skal egentilg ikke gå strømmer i jord. I de tilfellene jeg har koblet ampen som single ended så har jeg brukt jordtilkoblingen på effektjord som negativ på lasten.
Det er mulig å flytte jordsammenkoblingen til feedbacksløyfene og jeg skal teste dette senere.
Men nå ble jeg litt lei og vil vente til jeg få i stand den "gode" måleriggen min som har signalgenerator med lavere støygulv.
Har også en del andre ting jeg må få unna nå, så jeg kommer tilbake med mer senere.

 

[KJ]

Jeg tenkte åpenbart ikke differensielt når jeg skreiv innlegget ... my bad. Men frågan er kanskje likevel om det går signalrelatert strøm igjennom R1. Evt om den jordkoblingen evt gjør kretsen følsom for støy fra strømforsyningen. Dvs på tross av at støy ift jord stort sett er common mode.

mvh
KJ

 

[Armand]

Ja, dette er interessant. Kanskje en måte å finne ut om det går strømmer der er å sette inn en motstand på R1 og se hva som skjer på utgangen. Eventuelt måle spenningen over den. Det lille jeg har funnet ut er i hvert fall at det har en del å si hvor og hvordan jeg jorder. Jeg kommer tilbake til dette senere.

 

[Asbjørn]

Bare for å sette Armands målinger av prototypen med 0,0007 % THD+N og støygulv ved -130 dB i perspektiv: Her er en link til Stereophiles test av Halcro DM88 monoblokker til $39900 pr par. Halcro dm88 Reference monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com
Og Halcro DM58 til $25000 (i 2002) med det samme vi er i gang: Halcro dm58 monoblock power amplifier Measurements part 2 | Stereophile.com

Vi er i relativt godt selskap her. Og veldig nær oppløsningen i signalkilde og analysator. Og fortsatt er det litt mer å gå på før kretsen er ferdig optimert.

 

[KJ]

^ Jf Follow up artikkelen om DM38 : Halcro dm38 power amplifier Follow-Up, January 2007 | Stereophile.com

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Vi så ovenfor at en kanal av det opprinnelige designet målte 0,0004 % THD+N ved ca 30 W, som er det samme forvrengningsnivået måleapparatet viser ved loopback uten noen forsterker der i det hele tatt. Med andre ord vet vi ikke hvor lav forvrengning denne kretsen hadde, bare at det var mindre enn bidragene fra signalkilde og målerigg. Dessverre oscillerte kretsen bare noen så litt strengt på den. Oscillasjonsfrekvensene var ca 1,6 MHz og 80 kHz. Armand greide etterhvert å få den stabil. Men som han sa, franskmannen: Jeg ser at det virker i praksis, men det jeg vil vite er om det virker i teorien.

For å forstå det tar vi frem Scilab igjen og plotter loop gain av det opprinnelige designet og den modifiserte versjonen som etterhvert ble stabil. Svart kurve opprinnelig, blå kurve modifisert:

Den viktigste forskjellen mellom de to kurvene er at den modifiserte gir negativt loop gain over ca 140 kHz. Ved 1,5 MHz har denne -1,9 dB loop gain, mens den opprinnelige hadde +3,7 dB eller så. Fasemarginen er også forbedret, men det negative gainet er i seg selv nok til å hindre at den oscillerer. (Jfr hintet fra Bruno i NCore-patenten.)

Prisen for popen er at vi mister ca 12 dB NFB gjennom hele audiobåndet. Det gir høyere THD+N. Armand målte 0,0007 % THD+N ved ca 130 W ut. Det er fortsatt en god del NFB i kretsen. Ved 1 kHz har vi 41,5 dB i den ytre feedback-kretsen. Dette kommer i tillegg til ca 57 dB i den indre kretsen rundt LM4780 (11x gain), så totalt blir unoter fra den undertrykket med 41,5 + 57 = 98,5 dB. Ved 10 kHz er det 59 dB, og ved 20 kHz "bare" 48 dB NFB. Det ser vi også ved at THD+N øker med frekvens i måleresultatene.

Med andre ord et bra utgangspunkt for videre forbedring. Spørsmålet er hvor langt vi kan pushe det før den begynner å oscillere igjen, spesielt når den får mer krevende last enn 8,2 ohm resistiv. Ved å vri litt på de fleste parametre bør vi kunne slippe unna med noe slikt som den grønne kurven med 48,7 dB ved 1 kHz, eller ca 7 dB mer enn sist. Da blir loop gain negativ fra litt høyere frekvens ved ca 370 kHz og fasemarginen ved 1-2 MHz blir noe redusert. Loop gain ved 1,6 MHz er fortsatt negativ, men nå bare -0,8 dB. Litt mindre sikkerhetsmarginer hele veien rundt.

Her har jeg også tegnet inn loop gain i indre krets i rødt. Det er nok ikke tilfeldig at kretsen oscillerer i nærheten av frekvensen hvor denne har et knekkpunkt og økende fasedreining. Hvis vi dropper gain der fra 11x til databladets grense på 10x bør vi få til nesten en dB ekstra derfra også. Da har vi tilsammen 48,7 + 57,9 = 106,6 dB NFB ved 1 kHz. Det er 8 dB mer enn den modifiserte versjonen, men fortsatt 4 dB mindre enn den opprinnelige. Hvis dette er stabilt (og måleriggen greier å henge med) bør THD+N også gå ned med 8 dB fra 0,0007 % til... not much. Ved 20 kHz får vi 55 dB NFB, 2 dB mer enn NCore's minimum på 53 dB. Hva som skjer nær klipping blir også interessant, men kanskje ikke like velstriglet. Vi får se etterhvert. Og høre, ikke minst.

Huskelapp: 16 bits oppløsning = 96 dB S/N = 0,00016 % THD+N. Just sayin'

En annen observasjon: Det er ingen hjelp i å lese lærebøker om audioforsterkere for å debugge denne. Dette er ren reguleringsteknikk, men ikke spesielt avansert sammenlignet med industrielle reguleringssystemer eller autopiloten i et moderne fly.

 

[Sluket]

En autopilot er ikke i nærheten en gang av å være så avansert som hifiutstyr! Den har heller ikke ansvaret for såå mange liv..

 

[Asbjørn]

Vi som har hatt gullkort noen år vet at flyturen blir en helt annen og mye bedre opplevelse hvis kablene fra autopiloten til sideroret er dyppet i linolje. Kan ikke forklare hvorfor, det er bare slik.

Sperry autopilot, 1914. Lawrence Sperry flyr "hands off" og holder hendene i været, mekanikeren går frem og tilbake på vingene for å flytte på tyngdepunktet, og autopiloten holder flyvemaskinen dønn stabil uten input fra den menneskelige piloten. Linolje, som sagt.

Et mindre kjent faktum er at Lawrence Sperry i 1916 var grunnlegger og første medlem av "the mile high club". Dessverre kom han borti autopiloten slik at den slo seg av, og han og unge Mrs Polk hadde kort etter et svare besvær med å forklare noen andejegere hvorfor paret var nakne i flyvraket i South Bay Harbor, New York. Begge overlevde, riktignok ganske våte, men det vites ikke hva Mr Polk, da ved Vestfronten i Frankrike, hadde å si i sakens anledning. Plutselig ustabilitet i feedback-kretser er fæle saker. Tesla owners, please take notice.

Eller kanskje vi fortsatt skal holde oss til konvensjonell control system engineering og la linoljen ligge. Den går heller dårlig sammen med overflatemonterte komponenter.

 

[VegardW]

så så
chips og olje er vel en klassisk gull kombinasjon...
Jeg er imponert over arbeidet dere gjør !
Skal bli spennende å lese om hvordan ampene låter i oppsettene deres.

 

[AAaF]

Vis vedlegget 388603

Eit lite sidespor, som muligens åpenbarer kunnskapshull hos meg. Såvidt eg har forstått, så er Zobel nettverket der for å kompensere for aukande impedans i elementet. Kvifor kan ein ikkje kople Zobel nettverket direkte mellom utgangane? Eg har tenkt dette er hakket betre i ein balansert konfigurasjon...? Du slipper muligens jordstraumar...? Altså kople slik som vedlagt.

 

[Asbjørn]

Den Zobelen er egentlig der som en snubber på en del høyfrekvenstrøbbel i IC'en. Det er ikke helt opplagt for meg at det vil fungere å shunte det til motsatt IC, siden det er vanskelig å garantere hvilket faseforhold det er mellom ICene ved de frekvensene det er snakk om. En Zobel for impedanstilpasning bør stå på den andre siden av LR-utgangsfilteret, tror jeg.

 

[Asbjørn]

Mens Armand lodder sammen DAC'en sin forsøker jeg meg litt frem med komponentverdier i modellen. De forskjellige komponentene påvirker hverandre, så det er litt mer omfattende enn bare å endre en og en komponentverdi. Noen endringer skyver den skrå delen av kurven til høyre eller venstre (dvs påvirker NFB i audiobåndet), andre former den horisontale "hyllen" rundt 1 MHz, og atter andre skyver hele greia opp eller ned og påvirker begge deler på en gang. Det interessante er at det ser ut til å være nok frihetsgrader i kretsen til å styre de to delene hver for seg og forme loop gain-kurven nokså fritt.

For eksempel slik, med nesten 51 dB loop gain ved 1 kHz og samtidig -4,25 dB ved 1,6 MHz:

Det er nesten like høy NFB i audiobåndet som den første ustabile versjonen (51 vs 54 dB, svart kurve) og samtidig litt lavere gain ved 1-2 MHz enn den stabile versjonen (-4,25 vs -4,21 dB, blå kurve). Den kommer ikke til å oscillere ved 1,6 MHz på denne måten, og den kommer heller ikke til å ha spesielt mye THD+N ved 1 kHz. Spørsmålet er om den nå vil oscillere ved en lavere frekvens, f eks 80-100 kHz, hvor det er en god del mer loop gain her enn i Armands stabile versjon. Denne får ikke negativt loop gain før ved 400 kHz. Simulering av transientrespons i kretsen viser ørlittegranne overshoot og ringing med en ringefrekvens på ca 100 kHz, så vi er kanskje nær kanten her.

Båndbredden (-3 dB) med alle stabilitetskomponenter, inngangs- og utgangsfiltre på plass ser forøvrig ut til å bli noe sånt som 96 kHz i disse simuleringene. Det kan enkelt økes til åpningsinnleggets 150 kHz ved å slippe litt opp på inngangsfilteret. Den indre kretsen ser ut til å ha en båndbredde i overkant av 200 kHz. I min alder skal jeg kanskje være fornøyd om ørene henger med til 12-14 kHz.

Audioteknikk er vanligvis et godt stykke fra å være rakettforskning. Her er vi faktisk i nærheten av sånt som rakettforskere i virkeligheten holder på med. NASA: Feedback Control Systems Loop Shaping Design With Practical Considerations

 

[Armand]

Mens Armand lodder sammen DAC'en sin forsøker jeg meg litt frem med komponentverdier i modellen.

Det blir spennende å se om teori og praksis stemmer. DAC'en begynner å ta form og jeg har nå 2 og 3 harmonisk nede på under -130dB (0.00003%)med 2,3V RMS differensielt ut. Det begynner dermed å bli bra nok til å gjøre målinger på Bifrost. Jeg driver å lager nytt I/V trinn nå som forhåpentligvis gjør at jeg kommer enda lenger ned.
En litt kul ting med den nye DAC'en til ESS er at man kan "tune" både andre og tredje harmonisk forvrengning ved å konfigurere et register i DAC-chippen.
Det er nok et par uker til jeg har en versjon som er klar, så du har litt til på deg til å finne den optimale formelen Asbjørn.

 

[Asbjørn]

Teorien, ja. Jeg stikker ut haken litt og tipper at forvrengningen ved 1 kHz og 1 W ikke blir så veldig langt fra den nye signalkilden. En LM49740 alene har noe slikt som 0,00003 % THD+N.

Litt overslagsberegning: En brokoblet LM4780 med 25 V forsyningsspenning og 19,9 dB gain blir slik:

Vi kan kjøre den litt hardere med f eks 27 V forsyningsspenning, og så kobler vi en slik feedback-loop rundt hele greia:

Grønn kurve den stabile prototypen, rød den ustabile, blå den indre kretsen, svart kurve dagens forsøk på nye komponentverdier.

Databladets 0,006 % ved 1 W og 1 kHz bør da reduseres til noe slikt som 0,00004 %, nesten helt nede ved LM49740'ens nivå. Ved 20 kHz er det mindre reduksjon, fra ca 0,03 % til ca 0,004 %. Det blir ikke en flat THD-kurve, men den vil ligge begravd i støygulvet til et godt stykke opp i frekvens.

Det hadde vært litt kult med minst tre nuller bak kommaet hele veien opp, som en Hypex NC400 med nokså flatt 0,0009 % ved 2 W i 4 ohm. Det krever "bare" 10 dB mer NFB ved 20 kHz. Dessverre er det mer enn i den ustabile versjonen av kretsen. Det er litt vrient å klaske på mye mer NFB øverst uten å skape åpenbare stabilitetsproblemer. Til gjengjeld er det fullt mulig å nå lavere THD+N gjennom hele mellomtonen enn nCore, som allerede den første prototypen av Bifrôst demonstrerte. Vi får kalle det Shibata noise shaping og skryte litt ekstra av det.

 

[Asbjørn]

Jeg funderte også litt på at THD+N er høyere i prototypen med brokobling enn uten. Slik burde det ikke være. Kanskje det går an å gjøre inngangsbufferen litt mer motstandsdyktig mot common mode støy?

Denne varianten bør gi normal inngangsimpedans for differensielt signal og nokså enorm impedans for common mode. Ideen har jeg selvsagt rappet, i dette tilfelle herfra: http://www.hypex.nl/docs/papers/The G Word.pdf

Det burde også gå å redusere komponentverdiene i inngangsfilteret med en faktor på 10 som Bruno gjør i kretseksemplet. Bifrôst rykker til hvis den får inn en firkantpuls med så stor båndbredde, men i simuleringen stabiliserer den seg igjen ganske fort.

 

[Asbjørn]

Som enslags pauseunderholdning fikler jeg videre på kretsdiagrammet og komponentverdiene. Noen pF her og noen ohm der, noen dB loop gain her og noen grader fasemargin der. Det er fortsatt ikke noe spesielt fancy i kretsen, bare to nøstede feedback-kretser med lead-lag kompensasjon. Dagens versjon ser slik ut, loop gain fra en halvdel av forsterkeren:

Tilsammen 103 dB NFB ved 1 kHz, 53 dB NFB ved 20 kHz, 109 grader fasemargin i ytre loop ved 216 kHz og 27,6 dB gainmargin ved 24 MHz.
Simulert frekvens- og fasegang for hele kretsen blir slik, her med 100 ohm og 100 pF i inngangsfilteret (dvs 16 MHz båndbredde der):

25,3 dB gain brokoblet og båndbredde (-3 dB) på 126 kHz.
Responsen på en 1 kHz firkantbølge med 1 ns rise time (dvs ca 350 MHz båndbredde på input) ser nå slik ut med 8 ohm i parallell med 10 nF som last, fortsatt 100 ohm og 100 pF i inngangsfilteret:

En ørliten overshoot på ca 260 mV, ellers helt flatt. Kretsen tåler mye mer kapasitans enn dette. 100 nF || 8 ohm er fortsatt bare en godt dempet overshoot. Fra ca 150 nF begynner den å ringe litt etter det første utsvinget. Med 1 uF || 8 ohm ringer den som en bjelle, men det er fortsatt ingen tegn til egentlig ustabilitet:

Ringingen dør ut etter hvert "anslag". Det ser ut til at det bare er svingekretsen bestående av utgangsfilter og last som ringer, mens selve forsterkerkretsene er uaffisert av hele greia. Alle kurvene for målepunkter inni forsterkeren er like flate som før. Det mest bemerkelsesverdige er det totale fraværet av drama.

Det ser også ut til at forsterkeren tåler enda lavere gain og høyere NFB enn dette, så det kan fortsatt være en del å gå på. Denne versjonen har 5 dB mer NFB ved 20 kHz enn den fra innlegg #138, så nå behøver vi "bare" å finne 5 dB til før fire nuller ved 20 kHz burde være innen rekkevidde. Teoretisk sett. Vi får se hvilken forskjell det eventuelt gjør på målt THD+N etterhvert, og ikke minst om den fortsatt holder seg stabil med disse endringene.

Litt mer litteratur: https://ocw.mit.edu/resources/res-6...ring-2013/textbook/MITRES_6-010S13_chap05.pdf

 

[Asbjørn]

Mer lesestoff for de helt spesielt interesserte.
Halcro-patenten: https://patents.google.com/patent/US6798285B2/en

There has been considerable human effort into attaining low distortion in amplifiers of many applications at all frequencies. In 1950, the best audio power amplifiers produced distortion of about 0.1% at 1 kHz, and in the 1990s, this was reduced to about 0.001% at 1 kHz, and about 0.02% at 20 kHz, although one manufacturer claims 0.0025% at 20 kHz.

Så om vi amatørene skulle greie å lodde i hop noe som gir 0,0000x % ved 1 kHz ville vel ikke det være så aller verst.

Her også en oscillator med 180 dB (!) loop gain ved 10 kHz og forvrengning i "parts per billion"-området: http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an67f.pdf (se side 62-65)

 

[Asbjørn]

Jeg funderte litt på hva som skal til for å treffe 58 dB NFB ved 20 kHz, dvs 5 dB mer enn i forrige versjon, 10 dB mer enn i den stabile prototypen, og presumptivt nok til "fire nuller" THD+N gjennom hele audiobåndet. Det kan la seg gjøre, men vi begynner å nærme oss grensen for hva som er mulig i denne kretsen.

For å få til dette må den skrå delen av loop gain-kurven for ytre feedback-krets flyttes oppover og til høyre såpass langt at vi treffer NFB-målet. Samtidig må lead-kompensasjonen gi tilstrekkelig fasemargin når LM4780'en begynner å gi seg ved 80-90 kHz til at vi unngår oscillasjon der. Der er det fortsatt positivt loop gain, så det er fasemarginen i den ytre kretsen som må holde oss flytende. Den må øke (mye) fortere enn fasemarginen i indre krets faller. Det kan vi få til ved å senke innslagsfrekvensen for kompensasjonen, men ikke så mye at vi får positivt loop gain ved 1-2 MHz og oscillasjon der i stedet. Lead-kompensasjon er et høypassfilter og vil nødvendigvis føre til økende loop gain ved høyere frekvenser.

Lag-kompensasjonen er derimot et lavpassfilter og hjelper til med å sikre at loop gain blir negativt ved høye frekvenser, men den dreier fasen "feil vei" og må ikke slå inn så lavt at den drar ned fasemarginen for tidlig. Det er analoge komponenter vi holder på med og da henger fase og amplitude sammen. There Ain't No Such Thing As A Free Lunch.

Her er loop gain fra et sett komponentverdier som gir 31,2 + 26,9 = 58,1 dB NFB ved 20 khz og ser ut til å oppfylle de andre kriteriene, men med nokså små sikkerhetsmarginer for komponenttoleranser etc. Rød og grønn kurve er fortsatt versjoner av kretsen som vi vet er hhv ustabil og stabil, svart den nye versjonen av ytre feedback-loop, blå den indre.

Her får vi negativt loop gain fra ca 835 kHz og ca -1,5 dB loop gain ved 1,6 MHz. Ved 80 kHz har indre krets mistet 0,9 grad fasemargin til 90,9 grader fasevinkel, men ytre har økt med nesten 8 grader til 82,2 grader sammenlignet med lavere frekvenser hvor begge er i 90 grader fasevinkel med signalet. Ja, og så er det 57,2 + 52,9 = 110,1 dB NFB ved 1 kHz, selv om det er utenfor dette utsnittet av grafen.

I kretssimuleringen blir det 23 dB gain og ca 100 kHz båndbredde, fortsatt med 8 ohm || 10 nF last:

Fortsatt en liten overshoot, men nå også med en "retursladd" på en periode eller så ved 80-90 kHz.

Tydelig mindre demping av denne svingemodusen enn i forrige versjon, men fortsatt ikke så hakkandes gæli. De indre delene av forsterkeren viser bare en mildt overdempet respons uten noen overshoot. I simulatoren og med nominelle komponentverdier for LM4780, vel å merke. Hva som skjer i virkeligheten vil nok vise seg etterhvert. Det bør uansett være mulig å forbedre THD+N med ganske mange dB sammenlignet med Armands målinger i den stabile versjonen av kretsen uten å få altfor store stabilitetsproblemer.

 

[Armand]

Kjenner det begynner å krible kraftig etter å teste disse verdiene. Signalkilden (DAC'en) jeg har nå har en THD+N på mindre enn -121dB og ingen harmoniske over -130dB så det skal ikke stå på den for å kunne verifisere om dette funker. Jeg har dessverre et par andre ting som må ordnes og kommes i gang med først. Bifrost er et "bi"-prosjekt (pun indended) og må nok vente et par uker til. Bra du holder dette varmt og stadig kommer med potensielle løsninger Asbjørn

 

[Asbjørn]

Kjenner det begynner å krible kraftig etter å teste disse verdiene.

Kanskje nettopp derfor.

En observasjon: Når jeg skriver ut transferfunksjonen H(s) = Y(s)/X(s) for komposittforsterkeren (dvs bare indre og ytre feedbackkrets uten inngangsfilter, gainbuffer eller brokobling - eksakt som den svarte kurven i første graf i forrige innlegg) er det et ellevteordens polynom i nevneren på den brøken. Hypex nCore er visstnok en femteordens sak, mens en vanlig LM3886 chipamp med resistiv feedback og snubber på utgangen (som i trådens innlegg #2) er en tredjeordens.

OK, så kanskje denne kretsen er litt fancy likevel.

 

[Asbjørn]

Jeg forsøker fortsatt å forstå oscillasjonen Armand observerte ved 80 kHz. Det er ingen ting i hverken transferfunksjonen eller i kretsmodellen som skulle tilsi at komposittforsterkeren skulle oscillere under ca 1,5 MHz eller så. Men den gjorde det, ihvertfall innimellom, og da er det noe vi ikke har fått med i modellen. Hovedmistenkt er at den ene halvdelen av LM4780'en er et godt stykke unna nominelle verdier. En LM4780 skal ha DC gain på 115 dB og gain bandwidth product (GBP) på 8 MHz ifølge databladet. Imidlertid er den ikke garantert å være høyere enn 90 dB og 2 MHz. Dessuten viser TI's egen Spice-modell av den en sekundær pol ved 10 MHz, noe som kanskje virker litt høyt.

Hvis vi bruker nominelle verdier ("typical") og ser på transferfunksjonen forover gjennom LM49740 og LM4780, closed loop rundt hver IC, nødvendige stabilitetskomponenter på plass, men med den ytre loopen åpen, ser Bode-diagrammet slik ut:

Lite potensiale for drama der. Hvis vi i stedet bruker en LM4780-kanal på nedre grenseverdi av komponenttoleransene (90 dB, 2 MHz, og i tillegg en sekundær pol ved 5 MHz) blir det i stedet slik:

Det der begynner å ligne ganske mye på Bode-diagrammet for en oscillator. Den er ikke åpenbart ustabil her, men den har -128 grader fase og 12,9 dB positivt gain ved 367 kHz, og ser seg om etter en unnskyldning til å oscillere litt.

Til sammenligning, her er tilsvarende Bode-diagram for "superoscillatoren" fra Linear Technology's app note AN67 som jeg linket til litt høyere oppe. Den er konstruert for å selvoscillere ved 10 kHz, men vi er ikke veldig interessert i akkurat det. Det er ikke meningen å bygge en klasse D-forsterker.

http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an67f.pdf

Det er parameteren GBP som er viktig her, ikke de to andre. Kurven blir nokså nøyaktig den samme med nominelt 115 dB DC gain og sekundær pol ved 10 MHz, men fortsatt 2 MHz GBP i stedet for de nominelle 8 MHz. Hvis GBP blir enda lavere, dvs utenfor produksjonstoleranse, vil dippen i fasekurven flytte seg til lavere frekvenser.

Jeg sjekket også hva som ville skje hvis LM4780 var på nominelle verdier mens LM49740 var på sine nedre grenseverdier. Det gjør ikke noe som helst:

Så jeg tipper at oscillasjonen ved 80 kHz og en del av de "dårlige" måleresultatene () skyldes at en halvdel av LM4780 er i ytterkanten av eller helt utenfor spec. Disse har ganske brede toleranser, så vi må være forberedt på ganske stor spredning mellom eksemplarene. Det er ikke noe stort problem å få "dårlige" LM4780 stabile (Armand fikset det allerede i prototypen), men det begrenser hvor hardt vi kan kjøre på med NFB før den tipper over.

Det kan vi adressere på flere måter. For en produksjonsserie ville jeg begrenset NFB til et nivå hvor selv en LM4780 i ytterkant av toleransene vil være stabil. Det ville fortsatt gi latterlig gode THD+N-verdier, men ville begrense antall rejects i produkttesting (og antall reklamasjoner hvis noen skulle slippe gjennom). Hvis jeg skulle sendt den ut i verden som DIY-prosjekt for at folk skulle lodde på sine egne LM4780 ville jeg ihvertfall lagt meg på verdier som garanterte at selv en off-spec LM4780 ville være stabil. Men vi holder ikke på med kommersiell produksjon, så vi har litt andre muligheter. En er å forhåndssortere IC'ene etter GBP og bare bruke de som har tilstrekkelig høyt GBP til å være stabile med det NFB vi ønsker å bruke. En annen er å måle GPB i hver IC og tilpasse kompensasjonsfiltrene og justere gain i komposittforsterkeren og i inngangsbufferen slik at forsterkeren er stabil og har korrekt gain med det eksemplaret av ICen. Da ville THD+N variere litt fra eksemplar til eksemplar, men vi vil kunne bruke alle IC'ene. Eller vi kan sette NFB til et sted midt på treet, være forberedt på at enkelte ICer vil oscillere, og bytte ut disse til slutt. Det er fortsatt mulig å skaffe flere LM4780 om det skulle være nødvendig.

 

[Asbjørn]

Jeg sjekket også hva som ville skje med en "super LM4780" med avvik fra nominell verdi i motsatt retning, la oss si GBP på 12 MHz i stedet for de "typiske" 8 MHz. Da får vi massevis av fasemargin:

Men vi får et annet luksusproblem, nemlig positivt loop gain helt opp til 460 MHz:

Hele "hyllen" i loop gain-kurven havner nå såvidt på pluss-siden. Det ser fortsatt ut til å være grei fasemargin helt opp dit, men så mye båndbredde vil vi helst ikke ha. Den slipper gjennom mye ultrasonisk støy, og det vil være parasittiske kapasitanser som ikke er modellert her, men som kan få den til å oscillere langt oppe i megahertzene. Det kan være smart å bakke litt av på NFB også her og få det grunnflaket tilbake under vann. Eventuelt flytte kompensasjonen oppover i frekvens og opprettholde (eller øke) NFB, men da må vi tilpasse komponentverdier til hvert eksemplar av LM4780, muligens også individuelt for hver side av den. Det blir litt vel fiklete.

 

[Asbjørn]

En pausefisk, som Valentino ville sagt. Metallsløyd:

Boksene er chassis til de Hypex NCore 400 og SMPS600 som er tenkt å drive bassene. To kanaler pr boks, en SMPS per NCore. XLR inn, Speakon ut. Boksene er bygget av aluminium, 10 mm ekstrudert flatstang i front og sidevanger, 3 mm plater i topp, bunn og bakpanel. Metall fra lokal byggvarehandler. Forsenkede M4 syrefaste skruer på fronten, svart M3 ellers. Ca 225 x 75 x 315 mm utvendig. Det vil være mulig å sette begge ved siden av hverandre i racket, om det skulle være ønskelig.

På bildet er boksene prøvemontert før noen form for innmat er satt inn. Forhåpentligvis holder det med ventilasjonshull i chassiset for å kjøle disse. Bifrôst vil nok behøve kjøleprofiler i tillegg. Grunnen til at platetykkelsen er 3 mm er for å få mye areal eksponert for luftstrømmen og dermed mer kjøling enn med tynnere plate. Det gir også mindre termisk resistans for å lede varme bort fra forsterkerkortet, så det vil forhåpentligvis få litt lavere temperatur. Derfor også maskinert aluminium i stedet for stål denne gangen. Pluss at jeg har bygget seks forsterkerchassis i sveiset stål tidligere. På tide å prøve noe nytt.

Jeg hadde nok litt mer lærekurve med metallfres enn hva jeg først trodde, så det tok litt tid. Dessuten lærte jeg at M3 gjengetapper knekker veldig lett i så dype hull, men er desto vanskeligere å få ut igjen. Hvis man ser nøye etter er det en skrue som mangler på det ene chassiset - derfor. Nå har jeg et lite kjemisk eksperiment gående for å selektivt etse ut restene av de to knekte gjengetappene uten å angripe aluminiumen rundt. Det bør gå, men det vil antagelig lukte råtten kål de nærmeste dagene. Stikkord: https://no.wikipedia.org/wiki/Alun

Deretter er det prøvemontering av innmat for å få alle hull riktig, så åpninger for kontakter, LED, bryter, ventilasjonshull, og til sist overflatebehandling. Børstet front og resten brennlakkert matt svart utvendig og innvendig, trur eg. Varmetransporten er viktigste hensyn, og jeg vil nok ikke ha speilblank reflekterende innside som kaster varmestråling tilbake på elektronikken.

 

[Armand]

Ser bra ut dette og vil nok gi mer enn god nok kjøling til Hypex-modulene. Jeg har testet noen NC500 moduler i det siste som kjøles mot dobbel 1,6mm aluplate i en testboks og det er mer enn godt nok. Det som trenger mest kjøling er ofte transformatorene som har en tendens til å bli svært varme ved høye strømtrekk.

Bifrôst ligger fremdeles og hviler seg dessverre. Jeg har tatt på meg en del andre ting som har fått prioritet i det siste. Jeg har heller ikke fått på plass plass måleutstyret som trengs for å måle nede i 0,0000x% området. Men det kommer til å skje noe om ikke så lenge tror jeg.

 

[Asbjørn]

Så lang tid som det tok meg å frese ut de få platene haster det vel ikke så veldig heller. Det er et hobbyprosjekt, ting får ta den tiden de tar.

 

[Geiren]

Lite tips ved gjenging i aluminium, bruker en disse tappene og White sprit til smørring er det som å gjenge i smør og tappen knekker ikke

 

[Asbjørn]

Hva er den gjengetappen? Når jeg gjør bildesøk i google får jeg bare opp bilder av mascara-børster...

Jeg brukte et annet smøremiddel som jeg forsåvidt har god erfaring med, men det jeg tror skjer er at spon pakker seg i sporene på gjengetappen og øker friksjonen. Gjenger i aluminium skal gjerne ha dypere gjengeprofil enn i stål (2,5 mm bor i stedet for 2,7), så det blir mer spon. Det går bra så lenge jeg vrir gjengetappen ut med jevne mellomrom for å tømme den, men hvis jeg tøyer det litt for langt fylles sporene, friksjonen øker, og snapp! Det ser riktig smart ut med en gjengetapp som har spiralspor i stedet for de rette sporene på en vanlig tapp.

 

[roadrune]

Søk etter maskintapp så finner du den nok.

Dormer har slike.

 

[Ine123]

Hei
Med den viste maskintappen, gjenger dere med håndkraft, eller med saktegående drill ? Har akkurat bestilt en.....

Mvh.
Johnny

 

[roadrune]

Jeg bruker batteridrill, men hvis du er utrygg/helst ikke vil ødelegge det du holder på med ville jeg kjørt for hånd til du blir varm i trøya.

Iallefall på så små gjenger. Fra M8 og oppover kan en mate godt på.

Pass på å smøre med noe, vi bruker grisefett på tube på jobb, det er slett ikke alt som egner seg som smørning på alu. Ser mange maskinarbeidere anbefaler rødsprit, har ikke prøvd det selv.

 

[Armand]

Bifrôst er i drift igjen.

Etter en stund med stillstand i prosjektet har jeg kommet i gang igjen. Asbjørn har på sin subtile måte hintet om at han øsnker å komme videre ved å friste med nye simuleringer og komponentverdier som kan forbedre kretsen.
Nye forandringer i kretsløpet har gjort at kretskortet nå ikke lenger "ser ut" med SMD komponenter på kryss og tvers over og under kortet. Men det har gitt resultater.

En liten haug med 0805 SMD passe arrangert gir gode resultater.

THD som funksjon av effekt ut i 8 ohm ved 20Hz.

Dette er resulatatet etter siste modifikasjon. THD ligger å vaker mellom 0,0001% og 0,00008% hele veien fra 0,2W til 140W. Dette bildet ble tatt helt på slutten av sweepet det den leverer 33,3V RMS i en 8 ohms last ved 20Hz. Andre harmonisk på 40Hz ligger på -122dB under signalet. Tredje ligger på -133dB.

THD som funksjon av effekt ut i 8 ohm ved 1kHz.

Med 1kHz signal stiger det litt, men THD holder seg under 0,0002% helt fra 0,1W til 140W

THD som funksjon av frekvens ved 10W effekt i 8 ohm.

Vi ser at når frekvensen stiger så øker forvrengningen. Båndbredden er 80kHz på denne målingen. Målingen tar dermed med alle overharmoniske i ikke hørbare området også. I praksis vil man ikke høre andre harmonisk når signalet passerer 10kHz. Man kan dermed si at maks ligger på 0,0023% ved 10kHz.

THD som funksjon av frekvens ved 50W effekt i 8 ohm.

Her er samme måling, men nå ved 50W effekt og begrenset til 20kHz. THD er lik som ved lavere effekt.

THD+N som funksjon av effekt i 8 ohm

Her ser vi THD+N. Når vi passerer 10W blir spenningen såpass høy at måleinstrumentet bytter måleområde og jeg får høyere støy. Det er usannsynlig at støygulvet øker. Vi opererer i grenseland av hva instrumentet klarer å måle.

A-veid Signal to noise ved 140W

Ved 140W blir S/N 124dB.

A-veid Signal to noise ved 1W

Ved 1W (2,8V) har vi S/N på 102dB.

FFT ved 0,1W effekt

Ved en effekt på 1W (0,9v RMS) ligger støygulvet på -130dB. Det er 0,3uV RMS. På en høyttaler med 112dB følsomhet vil dette gi et lydtrykk på 13dB SPL 1cm unna driveren. Tror ikke det vil sjenere mange

Dette er mer enn godkjente resultater, men vi er helt på grensen av hva vi får til uten oscillering. Jeg har tunet denne kretsen med å bytte ut kondiser i området 10-20 picofarad. Det kan hende vi må slakke litt på feedbacken for at den skal være stabil med forskjellige laster og med versjoner av utgangstrinnet som kan ha lavere båndbredde.

Fornøyd nå Asbjørn?

 

[Asbjørn]

Veldig fornøyd. Den fysiske kretsen oppfører seg nokså nøyaktig slik som simuleringene og fabuleringene skulle tilsi. Støygulv ved -130 dB og PSU rippel ved -110 dB er småpent. 102 dB S/N ved 1 W er 17 bits oppløsning, og ved fullt blås er det 124 dB og 20,7 bits. 0,0003 % THD+N ved 1 kHz og 25 W ut matcher NCore 400 under optimale betingelser, og det er ikke noe dårlig referansepunkt. (https://www.diyclassd.com/img/upload/doc/ncore/nc400/Documentation/NC400_04xx.pdf) Sånt som Halcro DM58 og DM88 slår vi. De når 0,0005 % under optimale betingelser. (Halcro dm58 monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com Halcro dm88 Reference monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com)

Økningen i THD+N med frekvens følger av feedback-topologien, hvor både indre og ytre sløyfe har en pol ved lav frekvens og fallende loop gain med økende frekvens. Da blir det slik. Det er forskjellig fra NCore og Halcro som begge har nokså flat forvrengningskarakteristikk. Skulle gjerne klemt den under 0,001 % også ved 20 kHz, eventuelt flyttet minimumspunktet en dekade opp i frekvens, men det kan være uforenlig med stabilitet ved høy utgangseffekt. 0,004 % ved 20 kHz er fortsatt -88 dB og formodentlig uhørbart. Vi kaller det noise shaping i stedet. Renere mellomtone får man ikke noe sted.

Det jeg tror skjer når forsterkeren begynner å oscillere er at strømtrekket blir så stort at power rail sagger. Drivertrinnet står på en regulert strømforsyning og merker ikke det, mens utgangstrinnet faller litt av. Da begynner integratoren i ytre feedbackkrets å akkumulere avvik og drar på hardere og hardere for å kompensere for dette. Til slutt blir pådraget så stort at det i seg selv begynner å dra ned power rail, og da kan forsterkeren gå inn i en "self-sustained oscillating mode" - vet ikke helt hva jeg skal kalle det på norsk. "Stabil oscillasjonsmodus" låter som en selvmotsigelse. Ved hard klipping blir dette enda mer markert, men oscillasjonen kan tydeligvis starte allerede noen volt fra railspenningen. Vi har jo ikke lyst til å bygge inn en selvdestruksjonsfunksjon for hjemme alene-fester, så det er kanskje like bra å gi avkall på litt THD for å sikre at det ikke smeller.

 

[Bjørn ("Orso")]

Noen tanker Asbjørn om hvorfor svenske LTS fant Halcro til å ha hørbar forvrengning?
Jeg vet ikke hvilke modell det var snakk om, så det kan selvsagt ha vært en annen enn disse som Stereophile målte.

 

[Asbjørn]

Noen tanker Asbjørn om hvorfor svenske LTS fant Halcro til å ha hørbar forvrengning?

Aner ikke. Men jeg legger merke til at Stereophile også fant en litt merkelig forvrengningskarakteristikk hvor forvrengningen økte mye fortere med effekt enn forventet. Atkinson kommenterte dette, Halcro mente det var "utypisk", men det kom aldri noen follow-up.

Det der kan være hørbart med litt volum og tungdrevne høyttalere. Denne målingen av Halcro DM88 er egentlig ikke så veldig imponerende sammenlignet med Armands målinger av Bifrôst-prototypen. Bifrôst når til ca 0,00032 % ved 25 W, mens Halcro'en ikke kommer under ca 0,001 %. Bifrôst er også på 0,003 % ved 0,1 W, mens bråkebøtta Halcro har 0,006 % i 8 ohm - dobbelt så mye støy og halvparten av oppløsningen. Verdens beste forsterker - hah! Bifrôst slår den med 6 dB eller mer hele veien fra null til 140 W i 8 ohm.

Kanskje frekvensgangen fra balansert input er litt mer bemerkelsesverdig med Halcro:

Bassen begynner å rulle av allerede ved 100 Hz og er ned 0,5 dB ved 20 Hz. Ikke mye, men nok til å kunne være subjektivt hørbar som en litt "slank" klangbalanse.

 

[KJ]

Atkinson har en kommentar til en av de atypiske målingen av en av Halcroene, der han mener at de kan skyldes korrodering av terminalene på høyttalerledningen han brukte ved målingen. Jeg husker ikke om det var en followup eller om det var en kommentar i en annen artikkel.

EDIT det var DM38 :
Opprinnelig test i 2004 Halcro dm38 power amplifier Measurements | Stereophile.com
Oppfølging i 2007 : Halcro dm38 power amplifier Follow-Up, January 2007 | Stereophile.com

Atkinson har en kommentar på slutten av oppfølgingen : «But overall, the Halcro dm38 now conforms to its specified low distortion at high powers and, possibly, the dm88 as well.»

Mvh
KJ

 

[bambadoo]

La også merke til at de nye Boulder ampene også fikk god kritikk for gode målinger. En bråte penger for en bråte med watt
Boulder Amplifiers 2150 monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com