Differensielle inngangstrinn - en bittepitteliten nerdetråd
- Trådstarter KJ
- Startdato
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Det var du som begynte!
Tror vi bør tilsette 50% kryogen og pusse bort betegnelsen på alle chippene også.
Følger veldig strengt med!Nå har jeg delt ut like deler med liker, så får det bli slutt en slutt med det. Dessuten var det Armand som startet ballet og ledet meg ut i lettsindighet.
Fra spøk til revolver. Det ser ut som vi begynner å få grei kontroll på bootstrapen. Her er et mer komplett inngangstrinn som jeg sitter å leker med.
Signalkilden er V1, R1 R20 og R24.
Jeg har satt på et HF/RF filter med C2, L1+R2 (simulerer en ferrittklump), C3, R3 og C4 for den ikke-inverterende inngangen, C8, L2+R21, C9, R22 og C10 på den inverterende inngangen. Samt C6 for differensielle signaler. C4 og C10 er med bootstrap via C7 og R13. Jeg har litt blandede resultater i simuleringene med boostrap på HF/RF avkoblingen.
R4 og R23 er der kun for å gi et målepunkt for immpedans.
Inngangen er AC koblet med C1 og C11, og lastmotstandene på begge sidene av kondensatorene er med bootstrap. R5 og R14 gir DC lasten for kilden, mens R6 og R15 laster kondensatoren. Med de verdiene i skjemaet er den differensielle DC lasten på 200k og AC på 100k ohm.
Bootstrapen består av R7, R16 som forer X2 som driver to bootsraplinjer, LF linjen er R12, C5 og R11, mens HF/RF linjen er R13 og C7. R12 tar ned toppen på CM-impedansen (ekskl. HF/RF avkoblingen som ødelegger bildet) og gjør at den er jevn og flat over det meste av «audio» området
Inngangsbufferene X1 og X4 har mulighet for differensiell forsterking med R7, R8, R16 og R17, der feedback-motstandene gjør dobbel tjeneste med å fore X2 med CM-signaler.
Den balanserte forsterkeren består av X3, R9, R10, R18 og R19. Toleransen på disse fire motstandene er avgjørende for hvilken CM undertrykking det er mulig å hente ut av kretsen. Minimum CM undertrykkingen er stort sett lik med toleransene på disse motstandene, dvs 1% = 40 dB, 0,1% = 60 dB og 0,01% = 80 dB - «lykke til med matchingen ...» Motstander med 0,1% toleranse er ikke lengre sjelden vare og er ikke avskrekkende dyre. Motstander med 0,01% toleranse er derimot vanskeligere tilgjengelig og koster mellom 90-200 kr pr stykk hos RS! En skal ikke kjøpe veldig mange lass med 0,01% motstander før det kan lønne seg å kjøpe en god komponenttester med kalvin-klemmer og matche selv. Jeg har valgt 1k motstander for å holde støyen litt i sjakk.
X3 er en spicemodell av LM4562, mens de andre OPAMPENE X1, X2 og X4 er parametermodell av LM4562
Grafen under viser frekvensrespons, CMRR og CM-impedans, fra 1m Hz til 1G Hz.
Den røde kurven er frekvensrespons, som står til dB skalaen (fra 10 til -110 dB). Høypass -3 dB er ca 0,5 Hz, mens lavpass -3 dB er 3M58 Hz.
Det grønne feltet er CMRR med 0,01% toleranser på de fire motstandene rundt X3. Alle andre motstander er 1%, de små kondensatorene er også 1% mens de store kondensatorene er 10%. CMRR er bedre enn 75 dB mellom 2 - 200k Hz, Minste CMRR mellom 20-20k Hz er 79 dB, og det er kanskje grunn til å anslå typisk CMRR til 90 dB +/- 5 dB.
Den blå kurven er CM-impedansen ut av R1, den gulbrune kurven er ut av R3 og den lyse-blågrå kurven er impedansen ut av R4. Den blå og gulbrune kurven viser konsekvensene av HF/RF avkoblingen på CM-impedansen. Ut av R4 er CM-impedansen over 1M ohm mellom 0,6 Hz og opp til 470k Hz. Impedansen er over 10M ohm mellom 6Hz og 43k Hz. Platået ligger på ca 25M ohm.
mvh
KJSist redigert:
Jeg ser at front end på Bifrôst også godt kunne bruke en slik løsning. Input-bufferen er nok den svakeste delen av det designet slik det er nå. Eneste grunn til at jeg ikke har slengt meg med på moroa ennå er at PC’n med TINA-TI og mye anne moro daua her om dagen. Boot failure, slo seg bare av igjen med det samme jeg forsøkte å slå den på. Forsøkte å bytte PSU, men det gjorde ingen forskjell, så nå er den hos dyrlegen en ukes tid. Kommer sterkt tilbake så snart den er gjenopplivet.En liten retur til «claim to fame». Grafen nedenfor sammenlikner CMRR for kretsen jeg viste i forrige post men med en grov ubalanse i kildeimpedans, der R1 er 100 ohm mens R20 og R24 er 1 ohm, og samme krets men der alle lastmotstander og kondensatorer er går rett til jord, dvs uten bootstrap.
Rød kurve er kretsen uten bootstrap og med alle lastelemneter rett til jord. Grøn kurve er med bootstrap.
mvh
KJHer har jeg sammenliknet en liten endring av boostrap på HF/RF avkoblingen, ellers samme krets som innlegg #45. Begge kurvene er med asymetrisk kildeimpedans på hhv 100 og 1 ohm
Rød kurve er som i #45. Grøn kurve er med C2, C3, C8 og C9 koblet til bootstrapen i mellom C7 og R13 i stedet for direkte til jord.
mvh
KJ
Hmm, kanskje C2, 3, 8 og 9 er litt for store ift impedansen?Det er slett ikke umulig at de er litt i største laget. Verdiene på kondensatorene er satt litt tilfeldig, dvs som et utgangspunkt. Verdien på C7 er i allefall større enn nødvendig. Må leke litt mer med HF/RF avkoblingen. Uansett skal alle kondensatorene som avkobler signalet hektes på bootstrapen.
Mvh
KJ
Jeg har tro på å holde EMI-kondisene unna den virtuelle CM-jordingen. Det er tross alt en aktiv loop, og vi ønsker jo ikke å stresse den mer enn nødvendig.
Men avkobling fra jord, slik de anbefaler i THAT-databladet, virker å gi mening. Imidlertid er det viktig å beregne impedansen riktig. Armand foreslo at såpass høy orden på avkoblingen kanskje var unødvendig, men å få den til å være effektiv, men samtidig at den ikke skal påvirke audioområdet, er kanskje 1. orden i minste laget. Jeg slår et slag for 2. ordens med ganske lav Q og -6dB-punkt rundt 80-100kHz. Hvis man kødder til trinnene i et 3. ordens filter kan man fort ende opp med en merkelig avrulling. På toppen får man fasedreiningen, og om fasedreiningen følger av dempingen mot jord skulle man kunne se for seg at dette kommer ut av fase med bootstrapen.I THAT kretsen er det en kombinasjon av avkobling til jord og til virtuell jord.
Dette gjør de nok fordi det er begrenset hvor høyt frekvens den virtuelle jord kan være effektiv på grunn av opampens båndbredde.
De har lagt seg ganske langt opp i frekvens, og man kan gå en del ned uten å påvirke fasedreining (RØD) i audiobåndet. Ved 100kHz er den bare 2 grader (skala til venstre). Men det kan hende de har lagt seg der for å ta høyde for at eventuell høy impedans hos avsender ikke skal påvirke frekvensresponsen.
Sist redigert:
Siden vi har fått kartlagt dette såpass godt nå, hva om man vil ha en ubalansert mulighet i samme produkt? Man kan jo helt fint koble det direkte, men burde man?Mitt forrige forsøk på å lage et tre-trinns RF filter («3. ordens») er totalt mislykket. Det så veldig fint ut på ubalansert CMRR, men er helt nytteløst som undertrykking av RF. Med alle tre trinnene koblet til det samme punktet på bootstrapen, uten isolering, er resultatet lekkasje via bootsrapen til inngangen på opampene. Jeg får unskylde meg med at jeg er «hobbyelektriker» med trykk på hobby.
Dersom tre-trinns filtreringen skal fungerer så må hvert trinn ha en egen bane til jord, og dermed en egen linje fra bootstrapen. Da begynner det fort å bli litt mer innviklet.
Det som appellerer med flere trinn i RF-filtreringen er at det både demper RF litt mer effektivt og at det gjør det mulig å beholde et høy nivå CMRR litt lengre opp i frekvens, og slik at CMRR er konstant i audio-området. Av samme grunn har jeg satt inn C6 for å ta «hovedjobben» med den differensielle lav-pass-filtreringen, uten å «ødelegge» ubalansert CMRR ved høye frekvenser.
Skjemaet nedenfor retter opp problemene med felles HF-punkt på bootstrapen. Kretsen er på grensen til hva gratisversjonen av simetrix klarer å simulere så jeg har erstattet de to tidligere ferrittperlene (L og R i parallell) med bare motstander og lagt til to motstander på inngangen av trinnet.
Jeg har gitt HF/RF-linjene på boostrappen en del høyere båndbredde/grensefrekvens enn referansedesignet fra THAT (R3 + C1, C2 og C3 i prinsippskjemaet i Arman sitt innlegg #51). Det er mulig motstandene R11, R14 og R15 på 1K, i kombinasjon med kondensatorer til jord på 33 pF, er i litt sterk kost for opampen. LM4562 skal kunne «easily» drive 600 ohm, men kanskje er en HF/RF last på 333 ohm er one step beyond.
(beklager at kretsskjemaet blir utydelig, HFS tillater ikke større bildebredde enn 750 piksler!)
Grafen under er en sammenlikning med referansedesignet fra THAT (nå med LM4562 modeller som opamper), og sammenlikner frekvensresponsen for CM, både på utgangen (CMRR) og rett etter HF-filteret. Jeg har også satt opp simuleringen av THAT med 0,01% motstander rundt den balanserte forsterkeren, slik at resultatene er sammenlignbare. Alle andre motstander og alle småkondensatorer er 1%.
Rød kurve er THAT sin HF/RF-filterrespons for CM med ubalansert kildeimpedans på 100 & 1 ohm, - 3 dB er litt i overkant av 23M Hz. Gulbrun kurve er tilsvarende for skjemaet over som har -3 dB litt i underkant av 15M Hz.
Grønn kurve er CMRR for THAT ved den samme ubalanserte kildeimpedansen, og den grønne kurven er tilsvarende for kretsen over med tre-trinns HF/RF-filter. De relevante forskjellene gjør deg gjeldende rundt 10k Hz og høyere i frekvens. Minimum CMRR for THAT topper på 25 dB rundt 7M Hz. Minimum CMRR for skjemaet over topper på ca 35 dB ved rundt 3M3 Hz. For CMMR på 60 dB har THAT en «båndbredde» på ca 42k Hz mens tretrinnsfilteret mitt strekker til ca 120k Hz.
Alt i alt tror jeg det er et greit kompromiss mellom demping av RF og CMRR ytelse for ubalanserte signaler. Med ytterligere tweaking av de tre HF-bootstrap-linjene kan en nok få avrullingen til å likne på en std. filterfunksjon (f.eks. butterworth, bessel eller noe annet), med fare for at komponentverdiene blir mer kritisk.
Siden THAT sin kretsløsning eksellerer med ubalanserte kiledeimpedanser, så bør man helt klart oppfordre til å koble direkte med en passende overgangskabel for RCA til XLR, dvs om mulig kun tilby XLR inngang på mottakeren. Overgangskabelen bør trekke en par-kabel hele veien til RCA-kontakten. Jeg ville ha eksperimentert litt med om RCA med fordel kun kobles til par-kabelen eller om den også bør kobles til skjerm/jord. Det kan muligens variere med hvordan utstyret ev kobler til felles nettjord, og hvordan apparatene ev skiller mellom chassis- og signaljord.
mvh
KJSist redigert:Se der ja. Ble jo bra resultat det der. Du kan slå sammen 100k og 33k til en felles motststand på 25k rett etter 330u kondisen.
Hva hvis du dropper et ledd og kjører andre ordens RF? Vil det ha særlig stor effekt?
Jeg tror også at SE vil fungere godt inn på denne kretsen. Med fordel bruke kabler som er kvasibalanserte fra avsender.Ja det ser ikke helt ille ut.
2X 100k + 33k er med tanke på å smette en kondensator i mellom for AC-kobling, da med 200k differensiell DC motstand og 50k AC impedans.
Det er egentlig ikke så stor forskjell mellom min kvasi «3. ordens» filtrering og THAT sitt første ordens filter. Det er kanskje enklere å prøve på litt mer distinkte filterfunksjoner med 2. ordens ? Vi får eksperimentere videre. Den største gevinsten for CMRR tror jeg er å åpne båndbredden i RC-filteret i HF-linjen til bootstrapen, utfordringen er samtidig å dempe RF.
mvh
KJ
Det virker logisk det du sier om ubalansert KJ.
Hva tenker dere om jording/groundlift både ift balansert og ubalansert med en slik krets? Vi har jo en viss DC-jording via 100k uansett...Her er en sammenlikning av et- vs tre-trinns RF-filter. Jeg har brukt det samme «budsjettet» for last, C og R, slik at et-trinnutgaven har tre ganger høyere eller lavere verdier på C og R i RF-filteret. Ellers er det samme krets i begge tilfeller som i #55. Frekvensresponsen i HF-noden på bootstrapen, sett fra boostrap-forsterkeren X2 (dvs signalinngangen er jordet uten spenningskilde) er grovt sett lik i begge tilfeller, med -3dB rundt 390-400k Hz.
CMRR, grønn og gulbrun kurve, er her simulert med eksakte motstandsverdier (dvs ikke monte-carlo). Grønn kurve er tre trinn, gulbrun kurve er et trinn.
CM-frekvensresponsen, rød og blå kurve, er målt over den siste kondensatoren i filteret. Rød kurve er med tre trinn HF-filter og har -3 dB ved 14M6 Hz. Blå kurve er et trinn HF-filter og har -3 dB ved 9M5 Hz.
Det er så godt som ingen forskjell å spore under 500k Hz. Den signifikante forskjellen er dempingen av HF/RF i filteret. Ved 1G Hz er den simulerte forskjellen 20 db høyere demping i tre-trinns-filteret. Det er da viktig å minne seg selv om at dette er med ideelle komponenter og uten parasittiske effekter av et praktisk kretsutlegg og -kort.
Gitt RF-filterfunksjon og -type så innebærer en økning/reduksjon av -3 dB punktet for CM-frekvensresponsen en tilsvarende flytting av «knekkpunktet» for CMRR som i grafen over ligger ved 10k Hz.
Når det gjelder jording og ev jordbryter. Dersom en følger rane note 110 https://www.rane.com/note110.html så bør en være på relativt trygg grunn. Hovedpoenget med 110 er å unngå/hindre at forskjeller i jordpotensial og jordstrømmer mellom apparatene trenger inn og forstyrrer referansepotensialet i elektronikken. Dvs i jord i konteksten av balansert/differensiell-signaloverføring (kabler, skjerm) er en forlengelse av chassis, og skjermen skal kobles mest mulig direkte til chassis uten å involvere ulike varianter av signaljord. På den andre siden så har alle mulige produsenter opp igjennom tidende gjort så mye ulikt og potensielt sett eksentrisk mht nett-jord, chassis-jord og signal-jord, at det kan være nyttig med en jordbryter på en signalinngang. Jeg tror dog jeg ville ha tilbudt en inngang der skjerm og chassis er koblet uten bryter, for å unngå den litt lengre «signalveien» via bryter og ev. kontaktproblemer i bryteren.
mvh
KJAng RF-filteret på inngangen begynte jeg å lure på om det er noen gode grunner til å ikke bruke en strømkompensert spole først på inngangen (dvs før kondensatorene) ? Ut fordringen er kanskje hvor en finner en spole med passe verdi 1 - 10 mH (?), og høy resonansfrekvens (10 MHz eller kanskje høyere ?) og avdempet resonanstopp ? Strømkompenserte spoler skulle ellers være helt ideelle til formålet, siden de har høy induktans for common mode signaler, men nesten ingen impedans for differential mode signaler.
Så over til dagens tema - differensialforsterkeren - standardkretsen ser slik ut :
V1 er signalkilden. Kretsen bør drives av en lavimpedant kilde. Det øyeblikket kilden har en merkbar impedans til jord så begynner toleransene for kildeimpedansen til jord å påvirke hva som er oppnåelig med hensyn til undertrykking av common mode signaler/støy (CMRR).
Med like motstander rundt baut så er forsterkingen 1X. R2/R1 = R4/R3 gir forsterkingen og R1=R3 & R2=R4 er den enkleste bi-betingelsen for en høy CMRR. Denne kretsen har i hovedsak to utfordringer : 1) den lager relativt mye støy selv med lave motstandsverdier og en OPAMP med lav spenningsstøy som LM4562, 2) toleransene på (matchingen av) motstandsverdiene er avgjørende for hvor CMRR som det er mulig å oppnå.
Denne kretsen finnes også ferdig pakket som IC, f.reks. INA 134 fra Texas Instrument (tidligere Burr Brown). De aller fleste ferdigpakkede ICer har noen utfordringer med støy, siden de stort sett bruker relativt høye motstandsverdier. INA134 har f.eks. spec for støynivå på -100 dBu, eller tarvelige -97,8 dBV. På den andre siden reklamerer de ofte med lasertrimmede motstander og gode spesifikasjoner for CMRR typisk 85-90 dB.
Med hensyn til CMRR, som jo er eksistensberettigelsen til balansert signaloverføring, i denne kretsen er det ingen vei utenom motstander med snevre toleranser. Med 1X forsterking er laveste/minste CMRR praktisk talt lik med prosentene i toleransen, dvs 1% = 40 dB CMRR, 0,1% = 60 dB CMRR, 0,01% = 80 dB CMRR. Som jeg har nevnt tidligere så er ikke motstander på 0,01% spesielt rimelige og motstander i løsvekt med bedre toleranser er desto dyrere og vanskeligere tilgjengelige. RS components har noen får på 0,005% til noen hundrelapper pr. stykk. Det er i praksis tre veier «Rom»:
1) en bite i det sure eplet og betale i dyre dommer for presisjonsmotstander.
2) en kan utruste seg med en god og stabil komponenttester/multimeter, godt med tålmodighet og en neve gode og stabile motstander med normale toleranser. Det viktige med instrumentet er at det har god oppløsning (slik at det faktisk kan måle forskjeller på de toleransene vi skal ha, dvs for 0,01% toleranse og 1K ohm så må instrumentet faktisk kunne måle forskjell på 1000,0 og 1000,1 ohm) og høy repeterbarhet på målte verdier (slik at det måler samme verdi på samme motstand gang etter gang). Målepresisjonen i seg selv er ikke like viktig.
3) En kan parallellkoble en sliten neve med stabile motstander med «normale» toleranser i hvert ledd. Litt avhengig av hvilken sannsynlighetsfordeling toleransene til motstandene faktisk har så kan en grovt regnet si at toleransen for den parallellkoblede motstanden er grovt regnet toleransene for hver enkelt motstand delt på antall i parallellkobling. En utfordring er at kretsen fort tar urimelig stor plass med f.eks. 10 stk. 0,1% parallellkoblede hullmonterte motstander i hvert ledd. Det gjør at ytelsen også blir mer avhengig av kretsutlegget og kretsutlegget kan bli følsomt for å plukke opp uønsket støy.
Med hensyn til støy så er det i hovedsak to faktorer 1) valg av OPAMP (ift motstandsverdier) og 2) minimering av motstandsverdiene (både av hensyn til motstandenes termiske støy og av hensyn til OPAMPenes strømstøy). Det er likevel grenser for hvor lavt en bør gå med motstandsverdiene både med med hensyn til lasten for signalkilden/buffertrinnet, og med hensyn til at OPAMPen selv skal drive tilbakekoblingen. LM4562 reklamerer med at den komfortabelt kan drive 600 ohm til full «spenning», så 1K i denne kretsen er et valg på den sikre siden med denne OPAMPen, men kanskje ikke for andre OPAMPer. Selv med lave motstandsverdier så støyer kretsen «uforholdsmessig» mye mer enn en enkel bufferkrets med de samme OPAMPene. Med 1K motstander er støynivået med LM4562 simulert til omkring -116,7 dBV 20-20k Hz, mens støyen ut av LM4562 som ren buffer uten kildeimpedans på -128,3 dBV. Til sammenlikning kan en AD797 i samme krets havne på -118 dBV, mens den som ren buffer har et støynivå på -137,8 dBV. (OPA1611/-12 er for store til å simulere med gratisutgaven av SIMETRIX).
Douglas Self foreslår en «brute force» tilnærming til å redusere støyen i differensielle inngangstrinn, ved å parallellkoble 4X i hvert forsterkertrinn, både buffer og differensialtrinnet. Den han i praksis gjør er å parallellkoble fire komplette instrumenteringsforsterkere. Jf. Small Signal Audio Design kap 14. Han bruker litt lavere motstandsverdier på 820 ohm rundt differensial forsterkeren. Med tilsammen 6 ICer (doble opamper) av LM4652 får han et støy nivå på -121,7 dBV 20-20k Hz.
Frågan er om det er mer ukonvensjonelle kretsløsninger som gir bedre CMRR uten å bruke en formue på presisjonsmotstander og bedre støynivå uten å parallellkoble en neve med OPAMPer ?
mvh
KJSist redigert:
Jeg tror jeg forstår hva du tenker på i innledningen. Men om vi har noen titalls kiloohm diff og mange megaohm CM, så vil jo knekkfrekvensen for spolen fly i taket for all CM, mens for diff vil den gå ned. Det er kanskje ikke ideelt?
Du har misset en fjerde mulighet KJ. Det er å seriekoble 1k-mostander med anstendige toleranser med motstander i milliohmsverdier. Man må da også måle for hver gang, men man kan komme til veldig gode toleranser på den måten også.
Hvis du vil simulere TI sine produkter tror jeg du finner de fleste i Tina som kan lastes ned gratis fra TI. Da er nok egenstøyen til op-ampene basert på relativt pålitelige modeller.
INA134 har 25k motstander. Men har du sett INA1620? Den har tilsvarende trimmede motstander, men de er ikke koblet til op-ampen, så man står litt friere. De ligger på 1kOhm og typisk 0,004%. Det er bra, men det kan selvsagt også bli bedre. Så vidt jeg forstår er INA134 målt med motstandene, og gir 52nV/sqrtHz. INA1620 er nok målt uten, men gir da helt anstendige 2,8nV/sqrtHz. Kanskje du finner den i Simetrix?INA1620
Jeg har hatt denne i kikkerten siden johnc124 nevnte den på diyaudio her: https://www.diyaudio.com/forums/vendor-s-bazaar/283672-audio-op-amp-opa1622-32.html
John har også vært involvert i utviklingen av OPA1622 som også er en svært kapabel opamp. Det de gjør på disse opampene er å skille høy og laveffekt komponenter internt på chippen og de har audiokvalitet som prioritet. Ved å skille høy og lav effektdelene internt klarer de å lage opamper som kan drive tunge laster uten at det går ut over THD. Det står en del om hvordan de har tenkt i tråden.
INA1620 leverer inntil 10V RMS i 600 ohms last uten at THD går over 0,00002% THD+N
Jeg lagde en krets basert på OPA1611 og INA1620 og koblet de interne motstandene i parallell slik at vi får 500 ohm. Vi oppnår da lavere støy og tettere toleranser på resistansene for høyere CMRR. Den andre opampen i pakken vil bli inaktiv siden vi har "brukt opp" motstandene.
Gain er 5 ganger i første trinn og 1 ganger i andre trinn. Dvs. 1V SE inn blir til til 5V SE ut (skjemaet mitt er ekvivalent med å sette en AC source med amplitude på 1V mellom + inngangene på U1 og U2, men på grunn av simuleringen må det gjøres slik jeg har gjort)
Total noise med 20kHz BW blir 2,3uV. Det er ikke dårlig, og ganger man opp med forsterkningen i NC500 på 4,1 ganger så blir det 9,4uV. summerer man med NC500 sin egenstøy på 9uV skulle man få rundt 13uV.
PS! Med forbehold om feil. Please check.
Her er en modell av en inngang med to trinns RF filtrering, med strømkompensert spole i første trinn (viser kun inngangen slik at skjemaet forhåpentlig blir litt klarere):
Signalkilden er V1, R3, R17 og R23.
Den strømkompenserte spolen er TX1, modellert som en ideell trafo med 4m7 H primærinduktans og 1:1 vikling. C4, C11, R9, R12, R13 og R16 er en modellering av spolens parasittiske egenskaper, for å etterlikne EPCOS B82791-H15-A16, men en simulert CM resonansfrekvens på omkring 1M2 Hz og en impedanstopp på ca 50k ohm:
https://www.elfadistrelec.no/no/spole-radial-mh-2x-2x-epcos-b82791-h15-a16/p/15865630?q=*&filter_Category3=Radielle+spoler%2Fdrosler&filter_Antall+induktorer+L1=2&filter_Nominell+induktans+L1~~mH=4.7&filter_Buyable=1&page=1&origPos=51&origPageSize=50&simi=99.9
Det ser ut som spolene i denne serien har ganske like RF egenskaper over resonansfrekvensen, så litt avhengig av om impedanstoppen i resonansfrekvensen og høy induktans har noen negative sidefekter så er det kanskje like greit å vurdere 47 mH ?
Her er ei sammenlikning av RF-filtreringen om CMRR mellom et-trinns RF filter (samme som impedans i RF delen av bootstrap'en som i skjemaet over) og to-trinns RF-filter med strømkompensert spole :
Signalet har asymmetrisk kildeimpedans til jord med hhv R3=50 og R23=5m ohm.
Rød og gulbrun kurve er frekvensresponsen rett ut av RF-filteret. Rød kurve er et-trinns RC-filter. Gulbrun kurve er to trinns RF filter med strømkompensert spole. Effelkten av spolen er knekken i kurven fra ca 300k til 1M5 Hz. Platået i kurven over 1M5 Hz skyldes antagelig den simulerte kortslutningskapasitansen over spolen (C4=C11=1p8 F), i samvirke med resten av RF-filteret. Den strømkompenserte spolen bidrar med en demping ved 1M Hz på ca 30 dB.
Blå og grønn kurve er CMRR. Grønn kurve er med et-trinns RF-filter. Blå kurve er to-trinn-filteret med strømkompensert spole. Det er simulert med eksakte komponentverdier. Det indikerer en forbedring av CMRR i området over 300k Hz RF-dempingen.
Båndbredden med differensielle signaler med 100 ohm utgangsimpedans og høy impedans til jord, er for omkring 465k Hz for et-trinn RF-filteret og omkring 565k Hz for to-trinn RF-filteret med strømkompensert spole.
mvh
KJDet er fine resultater med en slik spole, men hvor stort er egentlig problemet? Disse frekvensene er jo selvfølgelig ikke hørbare, så poenget er jo å hindre at disse frekvensene gjør at opampene stresser med å jobbe med disse signalene. Har man allerede en demping på 40dB så er jeg skeptisk til at at man oppnår reelle forbedringer ved å senke dette 20dB til.
Angående min simulering av INA1620 så endret jeg til å bruke de interne 1k motstandene uten å paralellkoble de. Støyen økte fra 2,13uV til 2,28uV (begge ved eksakt 20kHz BW). Det er så lite at jeg ser ikke noe poeng med å parallellkoble. Den lille CMRR effekten man får av bedre toleranse blir nok også forsvinnende liten.
Jeg har misset flere muligheter, en femte mulighet er å bruke små trimpoter i for å maksimere CMRR, da må en kunne måle lave spenninger med noen lunde god repeterbarhet, en sjette mulighet er å akseptere at 60 dB CMRR kanskje er greit nok, 0,1% motstander er ikke helt urimelig dyre (rundt 4-40 kr fra elfa), og ei demping på 1:1000 er jo ikke helt elendig.
Det er svært interessante de chipene fra TI, særlig mht strømkapasitet og støy. Jeg var ikke oppmerksom på INA1620, den ser ut å ha en imponerende evne til å drive lave laster. Litt synd at den har et lite DIY-vennlig format. Jeg må ev lage et grafisk symbol til spice-modellen til INA1620, så det får bli en annen dag.
Støyen ut av INA134 regner jeg med er i helt standard oppsett som differensial forsterker. Den hemmes nok av store verdier på motstandene.
Jeg har prøvd meg et par ganger på TINA, men har ikke blitt venn med brukergrensesnittet. Der er jeg kanskje litt bortskjemt med simetrix som jeg syns har et veldig effektiv grensesnitt til mitt enkle bruk.
mvh
KJDe INA1620 chippene kan loddes på disse breakout kortene fra ebay:
https://www.ebay.com/itm/5PCS-NEW-Q...e=STRK:MEBIDX:IT&_trksid=p2057872.m2749.l2649
Det er ikke helt trivielt å få loddet på chippene med pasta og varmluft, men det er fullt gjennomførbart for en tålmodig DIY'er med et bra forstørrelsesglass.
«..., men hvor stort er egentlig problemet?» ... deja vu ... Jeg tror ikke gevinsten er spesielt stor, med et mulig unntak for miljøer plaget med RF. 30 dB demping ved 1M Hz på inngangen til buffertrinnet skader dog ikke. Det er også noe med tallmagien i å forsøke å holde CMRR under 60 dB oppover i frekvens. En større strømkompensert spole (47m H) ser ut å kunne bidra til det, får seg om jeg finner ulempene med dem.
Med hensyn til parallellkobling av motstandene i INA1620, tror jeg kanskje gevinsten er like god om ikke litt større ved å paralellkoble to komplette differensialforsterkere. Gevinsten på støynivået ut blir vel likevel ikke stort bedre enn 3 dB. Med fire differensialforsterkere i parallell kan en kanskje oppnå 6 dB lavere støynivå. Siden INA1620 er så kompakt og integrert så koster det kanskje ikke stort i økt kompleksitet i kretsutlegget, inntil også buffertrinnet må oppgraderes for å drive lasten. INA1620 har vel omtrent samme støynivå som LM4562 i den koblingen (1,45 µV 20-20k Hz) ? Med 5X forsterking i «bufferen» så er det kanskje den som er den dominerende støykilden, foruten utgangsimpedansen i signalkilden ?
mvh
KJEn liten deja vu der ja. Jeg synes bare det å hive inn en relativt sett "diger" spole er litt voldsomt.
Det er ikke meningen avfeie dette som unødvendig "overkill", men heller å prøve å finne ut hva er det som egentlig trengs? I DIY prosjekter koster det lite å overdimensjonere litt for å være på den sikre siden, men man havner av og til i en situasjon der ting er bare fullstendig ute av proporsjoner.
Jeg googlet litt og fant en svært interessant artikkel som er skrevet av en som har gått i dybden på dette og som også skriver litt om de tingene vi har diskutert tidligere angående audio interfaces, CM-signaler og jording. http://audiosystemsgroup.com/RFI-Ham.pdf
Siden dette er en nerdetråd tar jeg med litt nerdekuriosa: Jeg visste ikke hva "ham" betydde, så jeg måtte google det også. Det kommer av en nedsettende slang brukt om radioamatører som stammer fra at de som ikke hadde peiling "ham-fisted" morsekoderen. https://en.wikipedia.org/wiki/Amateur_radio
Artikkelforfatteren skriver f.eks følgende om RF og halvledere på side 1:
Thanks to this non-linearity, every semiconductor junction functions as a square law detector, detecting
any RF signal it sees. A good designer prevents detection by shielding the equipment and
its wiring, by filtering input and output wiring, and even by bypassing the junction by a capacitor.
Since virtually all detection that causes RFI follows square law, the strength of the signal detected
by audio equipment, telephones, and other equipment will increase (or decrease) as the square of
any increase (or decrease) in RF level at the detector. In other words, the strength of the detected
RF changes by twice the number of dB that the RF signal changes. This means that if we manage to
reduce the interfering RF signal by 6 dB, the detected audio will drop by 12 dB. This is a very useful
thing – it means that we may not need "an elephant gun" to solve many interference problems.
Vi kan dermed anta at hvis vi har dempet RF med 40dB så er i praksis RF problemene dempet med 80dB.
På side 41 skriver han også følgende:
A cheap transformer can cause more problems than it solves. Most power supplies in our ham
shacks include large power transformers that produce strong audio frequency magnetic fields
around them. Transformers must be surrounded by mu-metal to shield them from these magnetic
fields – otherwise, strong 60 Hz hum (50 Hz in some countries) will be coupled into them!
Jeg frykter at en common mode choke i verste fall kan plukke opp magnetiske felter og koble disse inn i audio-kretsløpet. Vi har jo en hel gjeng med magnetiske felter inne i en forsterker generert av power supply, power supplykabler og høyttalerkabler. Den må da kanskje skjermes med magnetisk ledende materiale.
En annen ting jeg ser på som et potensielt problem er hvordan eventuelle ulineariteter i choken kan slå ut i audioområdet.Veldig lesverdig den linken ausio systems group. Den skal finleses et par tre ganger til.
Jeg er ikke så veldig opptatt av «kretskortøkonomien», og aktuelle strømkompenserte spoler for småsignaler er ikke sååå store. Fotavtrykket til de EPCOS spolene som jeg linket til er 7,4*15,2 mm, en drøy kvadratcentimeter.
Det viktige er om det er en effektiv løsning som ikke introduserer unødige nye problemer. En demping av CM på inngangen med 30 dB ved 1M Hz tilsynelatende uten negative virkninger i audio området er flere ganger bedre enn det jeg p.t. har fått til med motstander og kondensatorer, så den er en effektiv løsning.
Dersom spolene har lett for å plukke opp støy eller bidrar til unødig forvrenging, er det helt klart «no go». Jeg har ingen ting annet enn en «intuitiv» «forståelse» av spolene. Presumptions is the mother of all fuck-ups, så jeg lar det stå til og antar over en lav sko: Jeg antar ringkjernespolene kan sees på som en forholdsvis «lukket» magnetisk krets, som jeg antar ikke er veldig følsom for omkring liggende magnet felt. De EPCOS-spolene jeg linket til har etter det jeg forstår en tilnærmet bifilar vikling, der lederparene ligger tett ved hverandre i hele viklingen. Jeg antar at det betyr at differensielle signaler i spolen har et minimalt magnetisk samvirke med spolekjernen. Jeg antar også at vikleteknikken både bidrar til at den ikke forvrenger med differensielle signaler og gjør spolen mindre mottakelig for eksterne støyfelter (siden lederparene hele tiden ligger tett ved hverandre og det ikke er noe «loop» areal av betydning). Jeg ser ikke bort fra at dette er helt feil ...
mvh
KJDet er kanskje tid for å lage en prototyp av dette ?
Jeg sitter å tegner på to kretskort, hhv mono og stereo basert på kretsen under
Tegningene av kretskortene er også vedlagt men siden HFS reduserer oppløsningen så pass mye er det knapt gangbart til illustrasjonsformål. Send meg en PM med e-postadresse dersom du er interessert i grafikk med bedre oppløsning.
Nytt denne gang er mulighet for å sette CM-bootstrap på skjermen til signalledningen (JP1), som da med rette kan kalles for en aktiv skjerm, dvs at CM-bootsrappen også er en «guard amplifier».
Koblingskondensatorene har RM 2,5mm og D 6mm (RM for rastermål og D for diameter). Det er plass til 25V 47 µF bipolar el-lytt (Panasonic SU-serie). Den store bootstrap kondensatoren er RM 5mm og D 10,5mm. Det er plass til en bipolar el-lytt på 25V og 220 µF. I de fleste tilfeller der en ikke behøver å regne med en betydelig likespenning på inngangene så kan disse lyttene også være polariserte og med lavere spenningstoleranse. Da kan en også gå opp noen hakk i størelse dersom ønskelig/behov.
Kortene er tegnet med SMD til OPAMPene (SO8) og de nærmeste avkoblingskondensatorene (1206). Det er litt risky for min egen del da jeg ikke har utvist gode ferdigheter med lodding av SMD. Alle doble OPAMPer i std. SO8 format bør kunne fungere. Som vi har vært innom LM4562 og OPA1612 er gode valg.
Inngangstrinnet/bufferen er en helt konvensjonell inngang til en instrumenteringsforsterker, med mulighet for forsterking. Jeg har også lagt ut mulighet for å ta et differensielt signal direkte ut av inngangstrinnet, dvs før differanseforsterkeren
Dette er latsabbutgaven med presisjonsmotstander rundt differanseforsterkeren - Alpha MA 0,01% som koster omkring 120 kr pr stk + porto fra RS-components, dvs nærmere en frognertier for 8 stk. til stereo. https://no.rs-online.com/web/p/through-hole-fixed-resistors/1580272/ Alternativt kunne jeg ha tegnet inn vanlige motstander og en trimmotstand, men da må en ha en passende målerigg for å sjekke nivået på CMRR, og det har jeg ikke. Jeg har heller ikke en komponenttester med god nok oppløsning og stabilitet. Latskapen koster. Dersom en kan ofre 20 dB i CMRR (eller har godt nok måleutstyr) er det langt rimeligere med 0,1% motstander.
Det er tolagskort, med jordplan på begge sider. Jordplanet er illustrert med rød og blå stiplet linje, men er ikke tegnet ut for klarere å vise rutingen på kortene. Det meste av signalrutingen er på topplaget. Begge kortene er spettet med via for å koble «halvøyer» av jordplanenene, forhåpentlig slik at det blir rimelig uniform impedanse til jord på det meste av kortet. Monokortet er på 5 X 9 cm og har XLR (Neutrk serie B som monteres fra innsiden) på inngang og gjennomgang. Det kan nok krympes i lengderetningen med en halv cm eller så med litt mer innsats på tegnebrettet, jf stereoversjonen. Stereokortet er på 10 X 8,5 cm og har XLR innganger og interne kontakter for ev gjennomgang.
Pris «quoten» fra PCBCART for 5 stk. er ca 6 USD pr kort for mono og ca 8 USD pr kort for stereoversjonen med 70 µm kobber, + frakt og mva. Prisen pr kort ramler fort med flere kort.
Jeg har strengt tatt ikke bruk for denne selv, så dersom det er noen som ønsker å være prøvekanin og vil ha noen kretskort så send meg en PM om ønsket versjon og antall, samt e-postadresse for kretsskjema, kretskortgrafikk og stykkliste. Dersom det blir mange nok prøvekaniner bestiller jeg.
Mvh
KJVedlegg
Sist redigert:
Dette er interessant KJ, men jeg tror nok fort jeg og Armand koker i hop et alternativ der ett og annet er gjort litt annerledes. Det handler i stor grad om å gjøre det mer kompakt, å legge inn en annen type fintuning, gjøre plass til gainkontroll og et par andre styrte funksjoner osv. Personlig kunne jeg også godt tenke meg å legge til rette for å justere utgangsimpedansen ved hjelp av en form for feedback også.^ Jeg regna med at dere snekrer sammen noe mer «målrettet» og raffinert. Men det er kanskje noen andre her på asylet som kan ha bruk for noe slikt. Dersom det samlet er interesse for mer enn 5 kretskort av den ene eller begge variantene så setter jeg det i bestilling.
Neste sving ser på mulighetene for å unngå at presisjonen i motstandene (alt. selektering eller manuell trimming) er førende for hvilken CMRR som det kan være mulig å oppnå. Da tror jeg vi trenger litt mindre konvensjonelle kretselementer enn OPAMPer, og jeg tenker i første omgang på en «diamond transistor» :
Eller en spenningsstyrt strømkilde, der spenning til strømkonverteringen er styrt av spenningsfallet over en enkelt motstand, og strømmen ut igjen konverteres til spenning over en enkelt motstand. Ulempen her er at utvalget av passende ferdigsnekrede ICer ikke er veldig stort, om det i det hele tatt finnes, og da må vi kanskje over på diskrete kretsløsninger. Mer om dette litt senere.
mvh
KJ
Det er veldig spennende tanker Knut, har du noen referansekrets på den konverteringen du kunne ha postet?Ta ev en titt på databladet til OPA861 OPA861 Wide Bandwidth Operational Transconductance Amplifier | TI.com figur 42 på side 18 og figur 48 på side 20 viser noe av prinsippet. Se ev også på OPA860.
mvh
KJ
Interessant prinsipp. Hvordan oppfører slike diamond-transistorer seg når de skifter polaritet på base-inngangen?Diamond transistor er en «idealisert» «funksjonell» «transistor» uten polaritet på base, emitter eller collector. PNP og NPN gir ingen mening i å forstå denne. Base - Emitter er en buffer, med base som inngang og emitter som utgang, og Emitter - Collector er et strømspeil med emitter som referansestrøm og collector som «speilstrøm» / utgang. Dvs de oppfører seg som hvilken som helst annen komplett forsterker når signalet skifter polaritet.
Dersom du hekter på en buffer på collector så har du i prinsippet en strøm-motkoblet OPAMP der base er høyimpedant inngang, emitter er en lavimdenate inverterende inngangen og utgangen på den siste bufferen er utgangen til OPAMPen. Ta en titt på gamle AD844 https://www.analog.com/en/products/ad844.html se f.eks. fig 28 og 31 i databladet. LC- Audio brukte den i open-loop i sin RIAA.
mvh
KJ
Jeg forstår, en Diamond Transistor (ikke diamond-carbon semiconductor) er en tenkt komponent som ikke egentlig eksisterer. Men interessant tankegang, absolutt.Just precis. Diamond transistor har ingen ting med diamanter å gjøre. Tegninga under viser det funksjonelle prinsippet for diamant-transistoren.
Basen er er den høyimpedante inngangen på en buffer (LAPP1). Den lavimpedante utgangen fra bufferen er koblet til et strømspeil (F1) og er emitteren. Utgangen på strømspeilet er collector.
Lastimpedansen på emitter styrer konverteringen av spenningen inn på basen til strøm ut av collector. Emitteren er også en strøm inngang.
Prinsippskissa for inngangstrinnet ser da slik ut :
LAP1 og 3 er inngangsbufferne, Lap2 og 4 er utgangsbufferne, LAP5 er CM bootstrap bufferen. Og strømspeilene F1 og F2 sørger for magien.
Inngangsspenningen buffres over R1+R4. Strømmen igjennom disse to motstandene speiles igjen over R2 og R3 og buffres av Lap2 og 4. Ved common mode er det ideelt sett ingen spenningsfall/forskjell over R1+R4, ift. jord er det samme spenning på hver ende av R1 og R4 og dermed er det heller ingen strøm å speile over R2 og R3. Dermed er også CMRR uavhengig av toleransene i motstandene. Utfordringene i denne kretsen mht CMRR er at forsterkingen i bufferne LAP1 og 3 skal være eksakt lik, og strømspeilene må være upåvirket av spenningen ut av bufferne.
Som jeg nevnte så vet jeg ikke om passende IC kretser som gjør denne jobben. De nevnte OPA860 og 861 har funksjonaliteten men for lav forsyningsspenning (+/- 5V), og støynivået er litt høyt.
mvh
KJSist redigert:Det er i og for seg mulig å lage en «diamanttransistor» med operasjonsforsterkere. Mitt første forsøk ser slik ut :
R1 er «en strømføler» der strømmen konverteres til spenning i instrumenteringsforsterkeren som består av X1, X2 og X3. Spenningen ut av X3 konverteres tilbake til strøm av X5, dvs at kombinasjonen av instrumenteringsforsterkeren i kombinasjon med X5 er et strømspeil, eller en strømbuffer.
Den støyer som et uvær, selv med ideelle operasjonsforsterkere. Jeg er ikke sikker på om det er mulig å gjøre den tyst med praktiske verdier på motstandene. Det er en sammensatt krets der det ikke er helt åpenbart hvordan den bør optimaliseres. Lavere motstandsverdier rundt X3 og X5 er et åpenbart alternativ, men disse OPAMPene har en relativt høy forsterking av inngangsstøyen, så en god porsjon forsterking rundt X1 og X2 bør også vurderes, mot en tilsvarende reduksjon av konverteringen av spenning til strøm av X5.
mvh
KJSist redigert: -
-
Laster inn…
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Laster inn…