Hva med noen chipamper?

[Asbjørn]

Tja. Høyttalerne står ferdige og jeg holder på å frese ut aluminiumschassiser til to stk doble Hypex NCore 400 og to fire-kanals UcD34MP til å drive dem med. Til de siste må jeg lodde ihop noen inngangsbuffere også. Jeg kjøpte noen LME49740 quad opamp'er til det prosjektet. Da så jeg at LME49740 var end of life hos TI og bestilte like gjerne en haug. Det viste seg også at LM4780 stereo effectforsterker er end of life. Det er "lifetime buy" som gjelder der også. So I did. IC'ene kostet hhv ca en femtilapp og ca en hundrelapp pr stk - skikkelig high end! Nå sitter jeg her med skuffen full av soon-to-be-obsolete IC'er.

Og da begynner man jo å fundere på ting som "duh, kanskje jeg skal bygge noen chipamper også?" Det er forsåvidt ikke noe nytt i det, ettersom jeg har tenkt på chipamper + SMPSer en god stund, men det kan jo være mulig å bygge noe som er litt mer originalt enn TI's datablad for LM4780. Det kan være morsomt å sette noen foreløpige designparametre som 100 W pr kanal i 8 ohm, minst 75 dB negativ feedback, minst 150 kHz båndbredde, balansert input, max 20 dB gain, støygulv og forvrengning minst 100 dB under normalt lyttenivå, tilnærmet flatt forvrengningsnivå fra 20 Hz til 20 kHz for å matche NC400'ene. Når vi først tenker å bruke IC'er til minst hundreogfemti kroner pr to-kanals forsterkerkort bør det vel være såpass.

Strømforsyninger finnes hos Connex Electronics, SMPS300RE 300-wattere med +/- 24 V og +/- 15 V. $65 pr stk. Ferdig arbeid.

Mens vi funderer:
http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm4780.pdf
http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/lme49740.pdf
Connexelectronic SMPS300RE

 

[Asbjørn]

Så stor interesse? Jaja, vi får starte litt forsiktig med løsningen fra databladet, da. En LM3886 med 10x gain, 8 ohms last. En kondensator for å sette en tidskonstant for muting ved på/avslåing, ellers nuthin' fancy. Litt forsiktig +/- 25 V forsyningsspenning - den tåler forsåvidt mye mer.

Jeg bruker TINA TI simuleringsprogram for å kunne bruke TI's egne modeller for IC'ene.
Først frekvensgangen:

Flat som en strek til 100 kHz, -3 dB ved 1 MHz. Heller ingen nevneverdig fasedreining å se i audiobåndet.
Vi prøver en firkantbølge ved 1 kHz:

Ikke mye å klage over der heller. Kanskje hvis vi zoomer inn?

En skarp, liten overshoot, men ingen ting å skrive hjem om.

Hvor høyt kan vi få den til å spille før den begynner å klippe, og hvor stygt blir det når den først klipper?

Den kommer til +/- 22 V på utgangene før den klipper, og da klipper den forholdsvis pent med negativ halvbølge først. 22 V peak = 15,6 V RMS, eller litt over 30 W i 8 ohm last med 25 V rails. Det er bare 3 V fra railspenningen. Databladet lover 38 W i 8 ohm med 28 V rails og 68 W i 4 ohm, og det er vel ingen grunn til å tvile på noen av delene.

Mon tro hvordan fasemarginer og loop gain (dvs negativ feedback) arter seg? Da må vi først lage en slags testkrets hvor vi bryter feedback-loopen og injiserer et signal i den for å måle gain med jordet input. I tillegg setter vi en kopi av hele kretsen på den andre siden av bruddet for å sikre at lastbetingelsene blir riktige. Noen simulerte spoler og kondensatorer med gigantiske verdier sikrer at vi får DC der vi vil ha DC, og ikke noen andre steder.

OK, vi får 0 dB loop gain ved ca 765 kHz. Da har vi fortsatt 77 grader fasemargin før feedbacken går fra å være negativ til å bli positiv. Og ved 20 kHz har vi 32 dB NFB, ned fra 52 dB ved 2 kHz. Så rent bortsett fra at forvrengningsnivået kommer til å øke ganske mange dB med økende frekvens gjennom audiobåndet ser jo dette veldig bra ut.

Det var kanskje en grunn til at gainclones ble et begrep når man får noe slikt ut av en enkelt IC til en femtilapp eller så.

 

[Dyret]

Hei Asbjørn!
Det ser jo virkelig ut som du har styr på dette her. Imponert over kunnskapsnivået, og lysten til å skape noe Du må bare legge ut mer om dette prosjektet. Har lenge hatt lyst til å finne på noe med chipamp selv, men aldrig fått tid til det.

Pøs på med informasjon. Dette blir spennende!

 

[El-retur]

Spennende må følge med her...

 

[VegardW]

" Så rent bortsett fra at forvrengningsnivået kommer til å øke ganske mange dB med økende frekvens gjennom audiobåndet ser jo dette veldig bra ut."

Hvor mange db v for eksempel 20 khz tror du? ( Kult prosjekt!)

 

[Asbjørn]

Tja, her har vi 52 dB NFB ved 2 kHz og 32 dB NFB ved 20 kHz, så det er rimelig å tippe 20 dB (= 10x) økning i THD+N over den dekaden som et første forsøk.

Det er ikke riktig så enkelt, ettersom undertrykkelsen av hver enkelt forvrengningskomponent kommer an på NFB ved frekvensen for forvrengningskomponenten, ikke grunntonen. Derfor sier det regnestykket egentlig at den andreharmoniske av en grunntone ved 1 kHz undertrykkes med 52 dB, mens den andreharmoniske av en grunntone ved 10 kHz undertrykkes med bare 32 dB og blir 10x høyere hvis alt annet er likt. Men det er det jo ikke.

Simuleringsmodellen har ikke god representasjon av ulineariteter, så vi får ikke mye hjelp der heller med dette spørsmålet.

Heldigvis har databladet svaret for oss:

Negative feedback in audio amplifiers: Why there is no such thing as too much | EDN

 

[Armand]

Jada, det er fint på simuleringer. Men hvordan er det i praksis? Nytter ikke så sitte foran skjermen å lage forsterkere. Jeg har loddet sammen slike forsterkere før og de oscillerer alle sammen. Bare drit.

Fikk jeg noen på limpinnen? Har pulsen økt? Jeg er selvfølgelig helt enig med Asbjørn at det er helt nødvendig og også gøy og simulere kretsløp. Supert at han deler sine simuleringskunnskaper med oss. Kult med TINA er at det er helt gratis også.
Vi venter på fortsettelsen.

 

[Sluket]

Hvorfor så mye effekt?

 

[Asbjørn]

#1. Too Much Is Not Enough.
#2. If In Doubt, Double It.

Men den egentlige grunnen var å skissere noen designparametre som gjør øvelsen litt mer krevende enn bare å bygge etter skjemaet i databladet.

 

[oen]

Godt å se noen på forumet med teorien i orden.

 

[bambadoo]

Regner med du har pløyd gjennom hele denne tråden for litt inspirasjon?
Modulus-86: Composite amplifier achieving <0.0004 % THD+N. - diyAudio

 

[Sluket]

#1. Too Much Is Not Enough.
#2. If In Doubt, Double It.

Men den egentlige grunnen var å skissere noen designparametre som gjør øvelsen litt mer krevende enn bare å bygge etter skjemaet i databladet.

Ikke ubetinget enig. Med smultringer, ja - men med mer eksotiske saker så er det hverken nødvendig ELLER ønskelig. 15-20W med ultralave THD data f.eks.

 

[Asbjørn]

Jada, det er fint på simuleringer. Men hvordan er det i praksis? Nytter ikke så sitte foran skjermen å lage forsterkere. Jeg har loddet sammen slike forsterkere før og de oscillerer alle sammen. Bare drit.

Oscillerer som en ocelot, var det noen som sa om prosjektet sitt. Dette må jo bare ende med at den magiske røyken slipper ut av kretsene.

Men du har et poeng der. Vi simulerte oss nettopp frem til 77 grader fasemargin i 8R last, men databladet tilsier noe sånt som 60-65 grader. Noe er litt optimistisk her. Det mest opplagte er at det ikke finnes ideelle komponenter som bare er en resistor eller kondensator. De vil ha litt parasittisk induktans, kapasitans og resistans alle sammen. Dessuten vil alle ledninger og traces også tilføre litt LCR. Ideelle koblinger finnes heller ikke utenfor simuleringsmodellene. Kretsen bør ha litt sikkerhetsmargin.

 

[Asbjørn]

Regner med du har pløyd gjennom hele denne tråden for litt inspirasjon?
Modulus-86: Composite amplifier achieving <0.0004 % THD+N. - diyAudio

Absolutt. Hjemmesidene hans også:
Taming the LM3886 Chip Amplifier
Modulus-86 Rev. 2.1: Composite amplifier achieving 0.000067 % THD.
Har selv vært inne i et par av de andre trådene på diyaudio.

Dessuten fikk denne dingsen meg til å begynne å tenke litt:
https://benchmarkmedia.com/products/benchmark-ahb2-power-amplifier
https://benchmarkmedia.com/blogs/ap...radical-approach-to-audio-power-amplification
Patent US4523152 - High-efficiency feedforward-error-correction amplifier - Google Patents
Patent WO2010099349A1 - Low dissipation amplifier - Google Patents
De sier "uses feed-forward error correction to eliminate the distortion that is normally produced by the output stage". Hmm.

 

[Asbjørn]

Ikke ubetinget enig. Med smultringer, ja - men med mer eksotiske saker så er det hverken nødvendig ELLER ønskelig. 15-20W med ultralave THD data f.eks.

Du har selvsagt rett. Selv trenger jeg kanskje fire kanaler med 10 W og fire med 5 W til høyttalerprosjektet mitt. Det vi egentlig skal frem til her er et chipampdesign med nøstede feedbacksløyfer for å nå 0,0000x % THD rundt 1 W output. En ganske stor effektreserve vil bli et biprodukt, selv om det ikke vil være vanskelig å strupe det ned litt. Sånn som skissen ser ut nå vil du definitivt ikke høre den nærme seg klipping.

Det hadde selvsagt vært mulig å kjøpe en haug med ferdige kretskort fra Neurochrome i stedet, men det er morsommere å se om det er mulig å få det til selv. I prinsippet burde det være mulig å slå Mod-86 på en del parametre, men TomChr har lagt ned flere år med optimering i den kretsen, så det er en ganske høy standard å prøve på.

 

[Midas]

Følger denne tråden med spenning!

Jada, det er fint på simuleringer. Men hvordan er det i praksis? Nytter ikke så sitte foran skjermen å lage forsterkere. Jeg har loddet sammen slike forsterkere før og de oscillerer alle sammen. Bare drit.

Oscillerer som en ocelot, var det noen som sa om prosjektet sitt. Dette må jo bare ende med at den magiske røyken slipper ut av kretsene.

Men du har et poeng der. Vi simulerte oss nettopp frem til 77 grader fasemargin i 8R last, men databladet tilsier noe sånt som 60-65 grader. Noe er litt optimistisk her. Det mest opplagte er at det ikke finnes ideelle komponenter som bare er en resistor eller kondensator. De vil ha litt parasittisk induktans, kapasitans og resistans alle sammen. Dessuten vil alle ledninger og traces også tilføre litt LCR. Ideelle koblinger finnes heller ikke utenfor simuleringsmodellene. Kretsen bør ha litt sikkerhetsmargin.

60-77 graders fasemargin burde jo i prinsippet holde. Av nysgjerrighet: Har du prøvd å simulere med lavere last, eventuelt en rudimentær høyttalermodel som gir den komplekse lasten som en høyttaler gir?

 

[KJ]

For mye flis?

Brokoblet komposit-forsterker med 49740 som differensiell inngangsbuffer og driver + mulighet for massiv paralellkobling av 4780 i tilfelle litt lav last?

Douglas Self snekra for noen år siden en effektforsterker av et utall parallellkoblede 5534. Noe liknende kan muligens gjøres med en liten skokk 49740?

mvh
KJ

 

[Sluket]

Asbjørn, du som er så rask i kalkulatoren - jeg kjørte nettopp et testkutt her nå med bredbåndet musikk, og observerte peaker på 275W for området under 180Hz, og 15W for området 180 - 600 Hz. Samtidig selvsagt Hvordan ser effektreduksjonen ut for området OVER 600 Hz? Her får jeg ikke målt effekt samtidig.
Følsomheten for de to målte områdene er tilnærmet identisk, men med 4-5 dB høyere på det ikke-målte området. Du har vel formelen på speed-dial på Texas Instrument'en?

Jeg tror vi er under 1W.

 

[Asbjørn]

60-77 graders fasemargin burde jo i prinsippet holde. Av nysgjerrighet: Har du prøvd å simulere med lavere last, eventuelt en rudimentær høyttalermodel som gir den komplekse lasten som en høyttaler gir?

Det burde holde, ja. Det er også mulig å designe for lavere fasemargin enn det, f eks 45 grader. Den magiske røyken begynner først å lekke ut når feedback-nettverket gir 180 grader fasedreining og positivt gain samtidig. Fasemarginen er differansen fra 180 grader ved den frekvensen hvor gainet treffer null. (Gainmarginen er hvor mye negativt gain feedbackkretsen har ved den frekvensen hvor fasen treffer 180 grader.)

Men stabilitet er ikke en binær greie. Det vil bli overshoot og økende rippel lenge før null grader fasemargin, så 90 grader fasemargin er heller ikke så dumt. Da får man bare et lite avrundet hjørne på firkantpulsen. Problemet med det er at økende stabilitet som regel betyr redusert NFB i audiobåndet. Verdens enkleste måte å øke fasemarginen på er å øke closed loop gain. Da reduserer man samtidig NFB like mye og reduserer båndbredden. Enklest å forstå hvis vi stjeler et bilde:

Analog Devices: Analog Dialogue: Ask The Applications Engineer - 22

Den heltrukne kurven er forsterkerens (opampens) open loop gain A(s). Den er gitt. De to motstandene setter gain, og da bestemmer vi også NFB (= loop gain, LG på tegningen) og båndbredden før avrulling. Det er vist med stiplet strek. Dessuten vil all støy på inngangene bli forsterket med closed loop gain (noise gain = NG på tegningen). For en ikke-inverterende forsterker er noise gain og closed loop gain den samme, mens på en inverterende vil de få ulik båndbredde.

Altså, lavt gain = høy NFB = lav støy og forvrengning, men også tendenser til overshoot, ringing og mulige stabilitetsproblemer. Høyt gain = lav NFB = mer støy og forvrengning, men mindre overshoot og ringing, og mindre sjanse for at røyken slipper ut. Pick your poison.

Og ja, jeg har simulert den varianten også. Her er noenlunde realistiske parasitics på forsterkerkortet, et par meter AWG12 zip-wire og en normal to-veis trykkammerhøyttaler:

Det gjør tilnærmet ingen forskjell for forsterkerstabiliteten. 77 grader fasemargin ved 800 kHz, 32 dB NFB ved 20 kHz. Noen gjorde en seriøst god jobb da disse chip'ene ble designet.

 

[Asbjørn]

Asbjørn, du som er så rask i kalkulatoren - jeg kjørte nettopp et testkutt her nå med bredbåndet musikk, og observerte peaker på 275W for området under 180Hz, og 15W for området 180 - 600 Hz. Samtidig selvsagt Hvordan ser effektreduksjonen ut for området OVER 600 Hz? Her får jeg ikke målt effekt samtidig.
Følsomheten for de to målte områdene er tilnærmet identisk, men med 4-5 dB høyere på det ikke-målte området. Du har vel formelen på speed-dial på Texas Instrument'en?

Jeg tror vi er under 1W.

TI chip'er, men HP 15-C kalkulator. Likevel, til dette behøver vi Excel. Det kommer selvsagt an på hvor høyt det spilles, hvilket spektrum og dynamikk favorittmusikken har, delefrekvenser og følsomhet på høyttalerne, lytteavstand, romrefleksjoner og det ene med det andre. La oss si at spektrumet er slik:

Lenard Audio

Vi antar også at jeg bruker mine høyttalere med 95+ dB følsomhet, delefrekvenser slik de er (50||250||300/800/1800||3000, hvor || betyr at elementene spiller i tandem under eller over delefrekvensen), at jeg spiller rimelig høyt med 90 dB gjennomsnittsnivå i lytteposisjon i stua hos meg, musikken har 20 dB crest factor, og jeg vil ha 3 dB headroom før noe klipper. Da blir effektbehovet pr kanal slik:

Det holder til 113 dB peak i lytteposisjon med disse høyttalerne. Vi vil virkelig ikke ha et arbeidsuhell hvor en 100-watts effektforsterker på mellomtoner eller diskanter plutselig begynner å oscillere rail til rail. Høyttalerne tåler det, ihvertfall en liten stund, men det vil være direkte farlig å være i samme rom hvis det skjer. Så stabilitet er en god ting, men vi vil ikke ha støy og forvrengning heller. What to do?

 

[Asbjørn]

What to do? Vel, vi behøver å finne på noe semi-smart, slik at vi kan øke stabiliteten uten å redusere NFB og øke forvrengningen. Da kan vi finlese fotnoter og avsnittet om "optional stability components" i databladet. Kondensatoren mellom positiv og negativ input vil vi ikke ha, men kompensasjonsnettverket i feedbackkretsen ser interessant ut. Det er vist med 20 kOhm og 50 pF i parallell med en feedbackresistor på 20 k. Det vil droppe gain til halvparten over en viss frekvens, men det vil også rotere fasen mot større fasemargin gjennom et visst frekvensbånd. Vi prøver med 9 kOhm og 10 pF i parallell med 9 kOhm, ettersom vi sikter på høyere NFB og større båndbredde enn standardverdiene.

Med det samme vi er i gang: Zobel-nettverket på 2,7 ohm og 100 nF vil slippe gjennom ganske mye strøm, så vi endrer det også til 10 ohm og 33 pF (og flytter dermed det littegranne ned i frekvens). Det fungerer som et lavpassfilter på feedbackkretsen. Sånn:

Nå har vi plutselig 91 grader fasemargin ved 1 MHz båndbredde, og fortsatt 32 dB NFB ved 20 kHz. Og toppen av firkantbølgen ser slik ut:

Ikke spor av overshoot eller ringing, bare den lille avrundingen som følger med en begrenset båndbredde.
Er ikke det litt interessant?

 

[Armand]

Jo, det et litt interessant at 10p har såpass god effekt. Jeg har lest den EDN arikkelen fra Bruno tidligere men må innrømme at jeg faller delvis av lasset når formlene blir for lange.. Flott at du går gjennom en praktisk øvelse med simulering og resultater med oss her.

Jeg blir litt overasket over det beskjene effektbehovet ditt. Det måtte jo være fristende å prøve en løsning basert på 4-8 stk. LME49610 i parallell? En chip klarer 200mA og +-22V og koster 35 kroner. Har du sett målingene på "The Wire" på diyaudio.com?

Armand

 

[Asbjørn]

Ja, jeg har forsåvidt sett på The Wire Amp, og har skisset litt på en LME49830-basert løsning også. Det vil også fungere. Jeg er ikke veldig lysten på en arkitektur med flere chips i parallell. Komponenttoleranser både i chipene og i andre kretskomponenter blir fort en utfordring. Håndterbart, men likevel. Vi får se hvor dette sporet ender først. Jeg har noen flere ideer i ermet.

 

[Sluket]

Forholdet mellom bass og midbass er nesten identisk til hva jeg "målte" under seansen, med 15-20ganger tilført effekt i bassen i forhold til midbass.

 

[Asbjørn]

Jeg må innrømme at jeg egentlig ikke kan så mye om dette temaet fra før. Derimot er det en interessant oppdagelsesreise, og kanskje det ramler ut noe brukbart i den andre enden. Så langt har vi vel oppdaget at fasemarginen også definerer dempekoeffisienten for systemet, og at en fasemargin rundt 90 grader eller så (i disse simuleringene) gir et kritisk dempet transientforløp uten overshoot og ringing. Lavere fasemargin enn det er stabilt, i den forstand at tingen ikke oscillerer seg selv i filler, men det gir peaking og ringing på transientene. Lavt gain gir høy NFB og undertrykking av forvrengningskomponenter, men også lavere fasemargin og mer ringing. Pick your poison.

Vi behøver altså en måte å frikoble fasemargin fra gain på, og et ekstra RC-ledd i feedback-kretsen ser ut til å gjøre nettopp det. Vi kunne øke fasemarginen til ca 90 grader uten å miste loop gain (NFB) ved 20 kHz. Men det går an å kompensere opampen på mange forskjellige måter. Databladet foreslår en kondensator mellom positiv og negativ inngang. I seg selv vil det gjøre kretsen mindre stabil, men det skal forhindre en spesiell oscilleringsmodus som kan inntreffe når SPiKE-beskyttelsen aktiveres. Jeg vil helst unngå å aktivere SPiKE i det hele tatt, så den løsningen behøves ikke.

Derimot kan det være mulig å øke fasemarginen ved å sette et RC-ledd mellom positiv og negativ inngang. Funksjonen av det er enklest å forstå ved å huske at en opamp bare har en tanke i det lille hodet sitt: Den forsøker å sette spenningen på sin egen utgang slik at spenningen på de to inngangene blir den samme. Ved å sette et høypassfilter direkte mellom inngangene kortslutter vi hele feedback-kretsen over en viss frekvens, kopierer spenningen på positiv inngang til negativ, og sier til opampen "slapp av, ting er allerede som du vil at de skal være."

Det ser ut til å være et litt svakere virkemiddel enn første forsøk på kompensering, men det kan jo gi et par grader ekstra fasemargin, det også:

Riktignok øker fasemarginen fra 78 til 80 grader, men det "koster" en dB NFB ved 20 kHz (fra 32 til 31 dB), og den peaken på transienter frister ikke.

 

[Asbjørn]

Det er vel bare en ting til å hente i databladet for LM4780/LM3886, og det er effekten av å brokoble to av dem over lasten. Det dobler spenningssvinget, kansellerer noen likeordens forvrengningskomponenter (og de to forsterkerne i en LM4780 bør være såpass godt matchet at det faktisk skjer), og øker støyen med en faktor på kvadratroten av to. Altså noe bedre THD+N ved et gitt signalnivå, forutsatt at det hele ikke drar så mye strøm at forsterkeren kneler. Tilgjengelig effekt øker også. Tommelfingerregelen er dobbel effekt i dobbel impedanse, sånn at de 30 W i 8 ohm fra side 1 i tråden nå blir ca 60 W i 16 ohm. Ikke at vi behøver det, men likevel.

Det er ikke simulatormodellen spesielt bra til å beregne, så vi får tro på databladet. Single ended, 25 V forsyningsspenning, 4 ohm last vs brokoblet, samme 25 V forsyningsspenning, 8 ohm last (slik at hver halvdel av forsterkeren fortsatt "ser" 4 ohm):

Ca 3-4 dB lavere THD+N. Kanskje en nyttig forbedring å ta med seg, spesielt +N, men fortsatt en betydelig stigning i forvrengning for frekvenser over 1 kHz eller så.

Mye mer om slikt her: http://www.ti.com/lit/an/snaa021b/snaa021b.pdf

 

[Sluket]

Hva er egentlig årsaken til at THD er høyere i bassen ved 1W kontra 30/50W?

 

[KJ]

THD+N dvs det er antagelig primært støybidraget -N - på utgangen som ved 30/50W er 15-17 dB lavere ift signalet enn ved 1W, siden signalet er 15-17 dB høyere.

Jevnt fallende THD+N vs økt effekt tyder på at THD+N er dominert av støy.

EDIT se f.eks fig 10, 11 & 12 på side 10 i databladet : http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm4780.pdf

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Ja, antagelig. Litt grovregning: Ved 1 W og 1 kHz gir en brokoblet LM4780 i 8 ohm ca 0,006 % THD+N. Fig 31 i databladet, THD+N vs effekt for brokoblet i 8 ohm, tyder på at støygulvet dominerer ihvertfall opp til 10 W ved 1 kHz. De 0,006 % ved 1 W og 1 kHz er 84 dB ned fra signalet. Derimot er THD+N 0,03 % ved 20 kHz, "bare" 70 dB ned. Dette er målt på demo-PCB'en. Hvis den er satt opp som vist i databladet har den 26 dB closed loop gain. Det tilsier 25 dB eller så NFB ved 20 kHz.

Vi har nettopp skissert på løsninger med ca 20 dB closed loop gain og 31-32 dB NFB, så vi burde komme en del bedre ut enn dette både mht støygulv og forvrengning. 6 dB bedre virker rimelig å håpe på, eller 0,003 % ved 1 kHz og 0,015 % ved 20 kHz. Økningen på 14 dB fra 1 kHz til 20 kHz kommer vi ikke rundt på den måten. Den er en konsekvens av open loop gain-kurven for opampen. Forvrengningsnivåer rundt -80 dB vil formodentlig være såpass at det gir en viss "personlighet" til lyden.

Men hva om vi kunne klaske på en 30-40 dB NFB i tillegg til dette? Da ville vi drive THD ved 1 W @ 20 kHz ned fra -70 dB til -100-110 dB og få full 16-bits oppløsning (eller enda litt bedre, 16,7-18,3 bits). Det er vel rimelig å tro at forvrengningskomponenter under -100 dB ved 1 W ikke gjør så mye av seg. -100 dB tilsvarer -0,001 % THD+N, mens -110 dB er 0,0003 %. Ved 1 W og 20 kHz.

Som en liten reality check:

• TomChr's Modulus-86 har omtrent 0,001 % THD+N ved 20 kHz og 40 W i 8 ohm, opp fra ca 0,0007 % ved 1 khz. Den har ca 0,0015 % ved 1 W og 1 kHz, så vi kan anslå at den har ca 0,002 % ved 1 W @ 20 kHz.
  
• Hypex NC400 har ca 0,0009 % ved 2 W gjennom mesteparten av audiobåndet før det faller litt oppe ved 10-20 kHz til 0,0007 % ved 20 kHz. Riktignok er båndbredden på den målingen bare 20 kHz, så vi kan anslå at den har flatt 0,001 % gjennom audiobåndet ved 1 W.
  
• Benchmark AHB2 har ca 0,0002 % ved 1 W og 1 kHz i 8 ohm. Ved 30 W ut har den ca 0,0004 % ved 1 kHz og 0,0015 % ved 20 kHz. Da tipper vi ca 0,0007 % ved 1 W @ 20 kHz.

Så vi kan gjøre to observasjoner: 1) det ser ut til å være mulig, både i klasse AB, D og H, og 2) det er nokså celebert selskap.

 

[Asbjørn]

Foran meg på skrivebordet ligger en pose med 32 stk LME49740, hver av dem en quad opamp tilsvarende fire LME49710 med helt utmerkede 0,00003 % THD+N (-130 dB). Databladet: http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/lme49740.pdf

Jeg liker layouten på en quad. Det er to opamper på hver side med alle inputs og outputs like inntil hverandre. Et feedback-kretsløp kan gjøres hvor kompakt som helst. Dessuten har quad'en en power pin midt på hver langside, slik at det er lett å sette en avkoblingskondensator tvers over på undersiden av kortet.

Men vi kan jo starte litt forsiktig med bare en. Vi setter 10x gain på TI's modell av en LME49710 (1k + 9k feedbackmotstander) og ser hva som skjer.

Mye større båndbredde enn LM4780. Denne treffer 0 dB gain ved 5,4 MHz og 88 grader fasemargin, mens en LM4780 med samme gain "nuller" ved ca 800 kHz. Her får vi også 49 dB NFB ved 20 kHz.

'740'en ser også ut til å være dønn stabil med unity gain, da med 53 MHz båndbredde, 74 grader fasemargin og hele 69 dB NFB ved 20 kHz.

Lovende. Men en lynrask liten rakker.

 

[Sluket]

-130 dB er slemt, og båndbredden er direkte skremmende. Hvor komponentfattig kan en slik tass gjøres ved lav effekt?

 

[Asbjørn]

I prinsippet bør det være mulig å koble alle fire kanaler i parallell med unity gain, men jeg ville kostet på den en seriemotstand pr utgang for å fordele strømmen mellom kanalene og noen avkoblingskondensatorer. Det burde kunne drive 150-ohms hodetelefoner.

Men jeg har tenkt å gjøre noe helt annet.

 

[Sluket]

Regnet med det ja.

 

[Asbjørn]

OK, KJ luktet lunta allerede på side 1, så vi får trekke kaninen opp av hatten. Ørene har vært synlige lenge.

Ideen er nokså enkel: Vi setter en LM3886 i feedbackkretsen for en LME49710. Sistnevnte tar seg av lineariteten, førstnevnte leverer strømmen. '710'en tar feedback fra utgangen av '86. All støy og forvrengning der anser den som uønskede feil og korrigerer for i det signalet den mater videre til '86'en. I tillegg må det være litt lokal feedback rundt '86'eren for å sikre at den holder seg stabil, men den ytre feedbackkretsen kan gå (mye) lavere i gain enn hva en LM3886 alene kan. Det går an å beskrive dette som nøstede NFB-sløyfer, eller som "feed forward error correction" hvis man ikke vil kalle det negativ feedback (som det fortsatt er).

Ikke veldig orginalt, men en ganske standard ting å gjøre med opamper:
http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an21f.pdf
http://www.ti.com/lit/an/sboa002/sboa002.pdf

Stabilitet er en liten utfordring. Den ytre kretsen er så mye raskere enn den indre at den rekker å få panikk opptil flere ganger før den indre reagerer. Vi må sinke den ned til en båndbredde som minner mer om LM3886'eren. Det kan gjøres med en enkel integrator rundt '710'eren. Dessuten er det et poeng at kretsen ikke bør forsøke å respondere på transienter som er brattere enn hva den kan levere. Det kan vi løse med et enkelt RC-filter på inngangene, f eks ved 80 kHz båndbredde eller så. Med bare resistiv feedback får den nokså mediokre 48 grader fasemargin, så vi kan sette et RC-ledd som kompensasjon på denne også. F eks slik:

Det blir hendige 77 grader fasemargin ved 970 kHz og 33 dB NFB ved 20 kHz i den ytre loopen. Tilsammen blir det ca 65 dB NFB i ytre og indre krets tilsammen.

80 kHz båndbredde er kanskje litt vel forsiktig. Vi kan doble den (1 nF filterkondensator i stedet for 2 nF) og får denne closed loop frekvens- og fasegangen:

Kanskje brukbart som et første forsøk.

 

[Asbjørn]

La oss se hva den dingsen kan levere. 6x = 15,6 dB gain, +/- 25 V rails. Hvis vi gir den +/- 3,7 V på inngangene gir den +/- 22,15 V ut. Det er 30,6 W i 8 ohm med 25 V rails.

Hvis vi derimot øker signalet til 3,75 V blir det ikke like pent:

Negativ halvbølge klipper på 22,22 V, dvs 30,8 W output. Når den klipper henger den seg opp på full railspenning et kort øyeblikk før den går tilbake til riktig signalverdi. Tendensen til "rail sticking" så vi også på LM3886 alene, men her blir det mer grums i det den slipper taket i negativ rail:

Hvis vi også legger et målepunkt på signalet fra LME49710 out til LM3886 in, ser vi at '710-en først prøver å skuffe på mer køl når '86-en klipper, for så å gå til max i motsatt retning for å forsøke å dra den bort fra stuck rail (og klipper selv i forsøket). Plutselig løsner den, og alt spretter veggimellom en stund inntil '710-en får tilbake kontrollen.

Hvis vi øker signalnivået ytterligere vil også positiv halvbølge klippe med omtrent samme resultat, bare motsatt vei.

Hvis vi derimot øker forsyningsspenningen vil den tåle mer signalnivå. Her med +/- 38 V rails og +/- 5,75 V på inngangen:

Det der er hele 74 W i 8 Ohm, like før klipping ved 76,6 W. (Kjøleflensene må nok dimensjoneres deretter.)
Tilgjengelig effekt fra dingsen som funksjon av forsyningsspenning blir som i databladet for LM4780, men mild overdrive er ingen opsjon her.

Jeg vet at TomChr har lagt mye jobb i å gjøre Mod-86 "snill" ved klipping, men jeg er ikke sikker på om det er bryderiet verdt. Enkleste løsning er å ha såpass kontroll på gainstrukturen i anlegget at man kan garantere at output fra foregående ledd aldri vil bli høyt nok til å drive denne forsterkeren til klipping, uansett hvor høyt volumkontrollen står. Evt å velge en forsyningsspenning som er tilstrekkelig høy til at det ikke skjer med en gitt kilde. Alternativet er å sette på en slags limiter eller soft clip-krets, eller et RC-filter som hindrer '710-en å reagere på så raske transienter i feedback-kretsen som når '86'en slipper fra stuck rail, men det er ikke helt enkelt å gjøre det uten å påvirke forvrengning og støy ved lavere frekvenser.

Min DEQX HDP4 er nå satt til max 1,5 V RMS ubalansert, dvs +/- 2,12 V peak. Det er milevis fra klipping med så lavt gain som her, bare +/- 12,7 V peak ut fra effektforsterkeren. 10x (20 dB) gain kan virke mer passende. Da vil max 2,12 V output fra DEQX'en drive forsterkeren til like under klipping med 21,2 V ut. Eventuelt kan jeg redusere gain i DEQX'en til 1 V RMS (+/- 1,414 V peak) og ha stor sikkerhetsmargin her også. Uansett, med +/- 12,7 V peak på mellombassene mine blir det ca 112 dB SPL peaks i lytteposisjon. Det holder jo.

 

[KJ]

Hva med å øke forsterkingen på LM3886? Rundt 30X ? Dvs for å sikre stabiliteten til LM3886.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Godt spørsmål. Nå har tilbakekoblingssløyfen rundt den en båndbredde på ca 765 kHz og en fasemargin på 77 grader i simuleringen med 10x gain. Det gir ca 32 dB NFB ved 20 kHz. Den ytre loopen har også 77 grader fasemargin, men ved 970 kHz båndbredde og tilfører 33 dB NFB.

Det ser ut som om forholdet mellom båndbredden i de forskjellige loopene er viktig for stabiliteten av hele systemet. Hvis vi øker gainet rundt LM3886 vil også båndbredden der reduseres samtidig som vi mister NFB i audiobåndet. Det er ikke helt opplagt hvordan det påvirker stabiliteten av hele kretsen. Det kan tenkes at det blir nødvendig å legge på mer kompensering i den ytre sløyfen for å redusere båndbredden der og opprettholde samme stabilitet. I så fall gir vi bort en god del NFB i begge looper uten å få noe særlig bedre stabilitet igjen for det. (Som du forstår har jeg ikke tenkt å reklamere for disse med at de har "minimal NFB".)

Er på reise nå, men kommer tilbake til dette når jeg kan vise noen grafer.

 

[Midas]

Dette er simulerte kurver, ikke sant? Hvor sikker er du i så fall at ikke rail-metningen og tilhørende resultatet ikke bare er simuleringsartefakter? Dette er vel utelukkende en "linær" simulering med BJTer (NPN og PNP), og ikke med FETs, sant? Spice har det med å gå i fosterstilling når man kaster FETer på den...

 

[Asbjørn]

Det er jeg ikke sikker på i det hele tatt. Simulatoren er TINA-TI og opamp-modellene er TIs egne. Forskjellen mellom simulert 77 grader fasemargin og databladets 63 grader er betenkelig stor. Men TomChr har droppet mange hint på diyaudio om den typen oppførsel ved klipping som vi ser her, så jeg satser på at det er noe i disse simuleringene.

 

[Midas]

..men allikevel, hvis man beveger seg opp mot rail, så vil man nå et høyst ulinært område, så noe ulumskheter vil skje uansett.

Angående paralellkobling av flere trinn for å få mer effekt, så er man avhengig av en seriemotstand eller at det er en emitter/drain-motstand i forsterkeren på utgangen for å holde kontroll på strømuttaket og fordelingen av strøm. De ørsmå variasjonene i transistorene i utgangstrinnet i opampene gjøre at strømlasten ikke fordeler seg likt mellom trinnene hvis man bare kobler flatt sammen. Da kan man risikere at én av modulene bærer hele lasten i stedet for en jevn fordeling. Jeg regner med det var det du var inne på med å bruke motstander, Asbjørn?