Ja, eksakt. En lavverdi effektmotstand i serie med hver utgang. Men for en topologi som her med nøstede feedbacksløyfer vil parallelle effekttrinn være en stor stabilitetsutfordring.
|
Hva med noen chipamper?
- Trådstarter Asbjørn
- Startdato
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Utfordringen kan kanskje forenkles til
1) maksimere feedback og
2) reduser relevante båndbreddebegrensninger til en dominant, fortrinnsvis den i feedback sløyfa som definerer global forsterking, jf #1
Er det mulig å eliminere nøstet feedback i en komposittforsterker ? dvs kun å basere seg på global feedback ?
Hva med en inverterende komposittforsterker?
Er det en snøballs sjanse i en viss varm plass for at noe slikt kan fungere? Dvs uten å korrumpere ideen med kompromisser for å få den til å fungere
Jeg har tegnet med LME49860 i stedet for LME49740, og NE5532 i stedet for LM3886/4780, siden det er noe som er tilgjengelig i modellbasen til Smietrix på maskina mi.
Forsterkingen er 10X og - 3 dB er lagt på 160k Hz.
mvh
KJ
Kanskje. Jeg vet ærlig talt ikke, ihvertfall ikke uten å gjøre en del simuleringer av kretsen for å forstå hva den gjør.
For en tredje måte å gjøre det på kan du se denne patenten:
https://docs.google.com/viewer?url=patentimages.storage.googleapis.com/pdfs/US20140111281.pdf
https://docs.google.com/viewer?url=patentimages.storage.googleapis.com/pdfs/US20120169418.pdf
(Det er Benchmark AHB2-teknologien)
Uten at jeg har simulert eller finstudert dette, så er jeg for min del usikker med denne kretskoblingen. Siden 5532 trinnet ikke har tilbakekobling, vil gain her være veldig stor. Negativ inngang på 5532-ene vil ligge å duppe rundt jord. Da skal det enormt lite til i komponentvariasjon mellom 5532-ene slik at de fyker i metning hver sin vei.
Jeg tror du ender opp med lokal tilbakekobling på hvert trinn i et sånt oppsett, siden tilbakekoblingen gir deg kontroll over både gain og spredning av komponenter.
OK, da er jeg på hjemmemaskinen igjen. Vi gjør et enkelt forsøk med å øke gain i indre loop fra 10x til 20x og 30x. Gain i ytre loop er fortsatt 6x og bestemmer signalnivået på utgangene. Virkningen på stabiliteten kan vi enklest sjekke ved å se på transientforløpet, så vi sender gjennom en 1 kHz firkantbølge ved 1 V og ser hva som skjer.
10x gain:
20x gain:
30x gain:
Den ble ihvertfall ikke mer stabil. Ringer som en bjelle ved ca 15 kHz. Det kan temmes med å slippe opp på ytre loop også, men da mister vi mye NFB i begge looper.
Det er også interessant å se hva som skjer med closed loop frekvensrespons. Her er output fra forsterkeren vist i grønt, signalet inn til LM3886 i rødt, først med 10x gain rundt LM3886:
Så med 30x:
Det oppstår en peak i signalet fra LME49740 når den forsøker å kompensere for redusert båndbredde i LM3886. Fasedreiningen endrer seg også. Dette er et høyereordens system som ikke oppfører seg helt intuitivt. Hvis vi skal forstå eksakt hva som skjer, burde vi egentlig skrive ut transferfunksjonen og plotte nuller og poler for ulike komponentverdier. Kanskje hvis det blir mye regnvær i ferien...Sist redigert:
I påvente av det regnet kan vi derimot tenke litt på DC-servoer. Det er egentlig å nøste en tredje feedback-krets rundt de to første. Denne kretsen består av en integrator med lang tidskonstant som isolerer eventuell DC offset på utgangene, etterfulgt av en inverter som mater et motsatt DC-signal tilbake til LME49740'en med passe mye gain. Læreboksløsning (Bob Cordell, "Designing Audio Power Amplifiers"), litt tilpasset, men ikke så veldig optimert:
Kunne brukt to ledige kanaler i LME49740, men jeg har egentlig andre planer for dem. Derfor en separat OPA2277 dual op-amp her. Frekvensgangen gjennom forsterkeren med DC servo:
-3 dB ved 82 mHz og ikkeno' tull med frekvens- og fasegang i audiobåndet. Stabiliteten påvirkes heller ikke, ettersom denne kretsen er glasialt treg sammenlignet med de to andre. De merker ikke at den er der.
Derimot vil DC-servoen tilføre litt støy ettersom det er to opamper og noen høyverdimotstander i signalveien. Servoen skal beskytte høyttalerne mot DC, men det kan være nyttig å tenke gjennom når den behøves. Den andre feedback-kretsen er også DC-koblet. Det betyr at eventuelt DC offset som oppstår i LM3886/LM4780 allerede vil bli guidet tilbake på plass av LME49740. En separat DC-servo er bare nødvendig for å beskytte mot DC som kommer utenfra. Selv har jeg trafobalanserte utganger i DEQX'ene, så de garanterer at det ikke kommer noe DC til forsterkerne. Det er derfor de trafoene står der. Det betyr at jeg kan droppe DC-servo hos meg. Den vil ikke gjøre noe annet enn å tilføre litt støy - hos meg.Sist redigert:
Fikset nå. Vet ikke hva som gikk galt. (Edit: Fikset igjen - hadde linket inn feil graf i farten.)
Nei, det er ikke helt intuitivt, men det hjelper å tenke gjennom hva LME49740'en forsøker å gjøre når båndbredden fra LM3886 går ned.Sist redigert:
Vi glemmer DC-servoen og går et steg videre ved å brokoble to av disse forsterkerne. Slik:
16 ohms last til å begynne med. 1 V firkantbølge ved 1 kHz, fordelt mellom de to kretsene slik at hver forsterker "ser" 0,5 V signal og 8 ohm last. Ingen overraskelser der:
Den begynner å klippe ved +/- 44,5 V spenningssving på utgangene. Tar vi det litt ned, 7,5 V inn og +/- 44 V ut, ser det fortsatt pent ut:
60 W i 16 ohm. So far, so good.Sist redigert:
Problemet er tendensen til ringing ved 10-15 kHz. Det går dessverre ikke bort av seg selv ved brokobling heller. Jeg viste litt lengre oppe hvordan økt gain rundt LM3886'en førte til ringing, men vi ser det samme med lav lastimpedans. Diskantene mine er 5 ohm og nesten rent resistive. En 5 ohms resistor er en veldig god modell av dem.
Stegrespons:
Firkantbølge:
De to uthevede toppene i detalj:
Det er den siste der som gjør meg litt betenkt. Ringingen har veldig lavt nivå, ca -110 dB fra signalet, men ringing som øker med tid er definisjonen på ustabilitet. Med kapasitet til å levere 130 W eller så inn i 5 ohm med 99 dB @ 1 W @ 1 m vil jeg helst ikke ha et potensiale for runaway feedback her. Det ligner litt for mye på å sitte på en tikkende bombe.
Jeg ser at output fra LM3886 og output fra LME49710 svinger i motfase. Driveren har minimum nivå når effekttrinnet har maksimum, og motsatt. Det er kontrollsløyfen som oscillerer. Problemet finnes i alle versjoner av kretsen, ikke bare den brokoblede, men blir større ved lav lastimpedans. Amplitude og frekvens på oscillasjonen påvirkes av "alt", inkludert gain, lastimpedans, komponentverdier for integrator og kompensasjon.
Det er tydeligvis mulig å finne et sett komponentverdier som eliminerer ringingen ved en gitt lastimpedans (se eksemplet over), men det spretter frem igjen hvis betingelsene endres. Noen idéer?Sist redigert:
Initiell overshoot forsvinner, men ringingen øker i amplitude med ca 3x, samme frekvens.
Jeg mistenker at vi behøver kraftigere analyseverktøy for å forstå den ringingen, så det er vel bare å lese seg opp på transferfunksjoner, poler og nuller med det samme. Matematisk innebærer ringingen at systemet har to poler på eller veldig nær den imaginære aksen, eller at det er et udempet andreordens ledd i transferfunksjonen av formen 1/((s+w)(s-w)) hvor w er egenfrekvensen for ringingen. Det oppstår formodentlig som en interaksjon mellom to eller flere deler av kretsen. Intuitivt burde det gå å kverke ringingen ved å få litt demping inn i det som ringer. Matematisk vil det flytte de to polene mot venstre og sikre at ringingen dør ut. Alternativt kunne vi forsøke å innføre noen ekstra nuller i kretsen og kansellere polene på den måten. Jeg har GNU Octave på maskinen, så med tilstrekkelig mye regnvær finner vi ut av det.
I mellomtiden kan jeg dra kaninen såpass langt opp av hatten at også halen synes. Alle som følger tråden har sikkert skjønt dette forlengst, men jeg har altså tenkt å sette en differensiell buffer på inngangen. Dessuten mangler fortsatt utgangsfilteret med R||L. Det har som oppgave å isolere feedbackkretsen fra kapasitiv last. Det har vi ikke hatt bruk for så lenge vi bare har simulert resistiv last, men vi får vel teste med litt mer realistisk høyttalermodell etterhvert.
Når vi først setter på en differensiell buffer er det også lett å legge en del av gainet der. Det kan bidra til å minimere det totale støynivået. Vi prøver med 1,67x. Og da ser det slik ut, full pakke:
Den kretsen kan bygges nokså kompakt med en quad LME49740 foran en dual LM4780, men det hadde dere jo skjønt. Alternativt kan den bygges med to LME49720 (eller LM4562) og to LM3886, hvis man av en eller annen grunn foretrekker IC'er som fortsatt er å få kjøpt over disk.
Frekvens- og fasegang:
Ser ut som en audioforsterker, bare litt bredbåndet.
Den rituelle 1 V 1 kHz firkantbølgen:
Toppen av firkantbølgen i 5 ohm resistiv last:
Det ble litt mere spike og litt mindre ringing med buffer foran. Ikke så verst, men jeg vil fortsatt gjerne forstå den ringingen før noe loddes.
Full utstyring fra DEQX'en. 3 V RMS inn på forsterkeren, 41,4 V peak ut, ca 107 W i 8 ohm:
Riktignok ca 100 W mer enn jeg strengt tatt trenger, men likevel.Sist redigert:
Den er på sweet spot her. Både større og mindre fører til mer ringing.
Mekaniske analogier kan være vel så effektive som matematikk i det komplekse plan.
Feedbackkretsene består av resistorer og kondensatorer. De er litt "stive", overskyter og ringer. Den mekaniske analogien til resistor og kondensator er friksjon og fjær. Et masseløst mekanisk system som bare består av fjærer og friksjon kan bli ganske sprettent. Hvis man vil dempe et mekanisk svingesystem tilfører man masse og viskoelastisk demping, dvs friksjon. Den elektriske analogien til masse er induktans, og den elektriske analogien til friksjon er fortsatt resistans. Hold på den tanken.
Jeg funderte også på om parasittiske egenskaper i en fysisk realisert krets vil forbedre eller forverre stabiliteten. Den viktigste parasittiske egenskapen er induktans i koblingstråder og printbaner, deretter litt kapasitans mellom baner og jordplan, og litt resistans i banene. Litt rundt regnet kan man anslå 0,75 nH induktans pr mm trace, så jeg satte noen parasittiske induktanser i hver kobling. Disse fikk litt omtrentlige verdier, inkludert en liten resistans på 1 uOhm pr nH, bare for å sjekke. Dessuten satte jeg en liten parasittisk kapasitans på 1 pF der den gjør mest skade, på negativ inngang til hver opamp. Slik:
Her har jeg også renummerert komponentene slik at første siffer angir hvilken forsterkerkanal komponenten tilhører. Alle komponenter med "p" som andre bokstav er parasittiske. Jeg har satt av plass til kompensasjonskondensatorer rundt alle opamper, i tilfelle det skulle bli nødvendig for å bekjempe parasittisk kapasitans, men har foreløpig satt disse til null (unntatt integratoren rundt drivertrinnet). Dessuten har jeg redusert gain i komposittforsterkeren til 5x og økt gain i inngangstrinnet til 2x, og har brukt resistorverdier som finnes i standardserien. Da blir firkantbølgen i 5 ohm resistiv last slik:
Legg merke til skalaen. Topper så flate som en veldig flat ting. Både overshoot og ringing forsvant sporløst. "The layout is the circuit."
Med et 16 ohms høyttalerelement i trykkammer og 2 meter AWG 12 høyttalerledning i stedet for en 5 ohms resistor som last er ringingen tilbake:
Et ekstra Zobel-filter på høyttalerutgangene (12R, 100 nF) demper den ganske effektivt:
En bitteliten kondensator på 1 pF rundt LM3886'ene (C15 og C25) demper den enda litt mer, men virker mest på den høyfrekvente ringingen i starten av transienten:
Endrer vi Zobel-filtrene på utgangen til 10R, 100 nF blir det slik:
Funksjonen til det filteret er å isolere forsterkeren fra induktiv last, på samme måte som Thiele-filteret (R||L) isolerer den fra kapasitiv last. "Skjevheten" i de siste grafene er responsen i høyttalermodellen, ikke egentlig i forsterkeren. Den ringer fortsatt ikke i 5R med det ekstra Zobel-filteret på utgangen. Frekvens- og fasegang med det siste Zobel-filteret på plass:
-3 dB ved 185 kHz med parasitics, fortsatt ca 107 W i 8 ohm med +/- 25 V rails. Total overkill, men dette begynner å ligne på noe som kan brukes til noe. Forsterkeren kan sikkert "avsløre kabelforskjeller" også, så kilen på lastreaktans som den ser ut til å være.Sist redigert:
Oppsummering: Hele kretsen, uten parasitics, men også uten bypassing av strømforsyningen og evt spenningsregulatorer for buffer og driver:
Utgangsfiltrene (R||L og siste RC) er tenkt plassert som separate komponenter ved høyttalerterminalene, ikke på kretskortet. De blir litt store, rent fysisk.
Jeg hadde tenkt en ultrakompakt layout med overflatemonterte komponenter og firelags kretskort med jordplan, men jeg ser jo at den parasittiske induktansen tvert imot virker stabiliserende på kretsen. Dette lar seg nok realisere på et to-lags kretskort med through-hole-komponenter også. Litt mer hobbyvennlig på den måten.Sist redigert:
Utrolig kult å se hvordan du arbeider deg igjennom konstruksjonen. Slik må det bare bli mer av på HFS!
I denne søken etter stabilitet så syns jeg det er viktig å påpeke (med respekt å melde) at du nå sitter å optimaliserer på en simulert modell. Jeg prøver ikke å si at simulering ikke er hensiktsmessig, snarere tvert i mot i forhold til forståelse, men man må også være klar over at man i aller høyeste grad kan få overraskelser når man beveger ser ut i den praktiske verden. For det første er spicemodellene idealiserte, slik at f.eks. uidealitet i komponentene ikke hensyntas: temperaturstigning og dens effekter, spredning i komponenter (selv om monte carlo delvis prøver å mitigere dette). Man kan ende opp med en svingning i kretsen som ikke finnes i virkeligheten, og motsatt, man kan ende opp med en ypperlig oscillator/radiosender (been there done that) som ikke simuleringen predikterte.
Jeg for min del hadde nok langt på vei vært i gang med en prototype av oppsettet på dette tidspunktet for å verifisere at simuleringen gir et realistisk bilde av virkeligheten. Spesielt hvis man jobber med kretser med høy gain og kraftig NFB.
Du har et særdeles godt poeng. Imidlertid er denne dingsen alt annet enn intuitiv (høyere gain - lavere stabilitet - huh?), så jeg tenker at det er billigere å prøve å forstå mest mulig i simulatoren før man begynner å brenne IC'er. Riktignok har jeg deler til 32 stk, men prøv & feil i lab kan bli dyrt og tidkrevende, det også. Dessuten vil det være forskjell på en point to point "dead bug"-utgave av kretsen og en bygget på riktig kretskort. Igjen vil jeg gjerne forstå mest mulig før jeg sender avgårde en bestilling på 32 kretskort (som deretter viser seg f eks å mangle pads for en kritisk komponent). Ikke har jeg skaffet meg fullt oppsett av labutstyr heller ennå. (Som TomChr argumenterte på diyaudio: Det er 32 dB billigere å kjøpe ferdige forsterkere fra ham enn å kjøpe sin egen Audio Precision-rigg.)
On that note: Oscillasjonen ved ca 15 kHz forsøker å si noe viktig om hvordan kretsen fungerer. Jeg forstår det ikke helt ennå, men denne grafen gir et hint. Det er loop gain hentet på utgangen av LM3886, altså indre og ytre loop sammen. Den viser at det er ca 45 grader fasemargin når loop gain når null ved 1,85 kHz og at det er 65 dB loop gain ved 20 kHz, men også at den indre loopen bidrar med positiv feedback til totalen. Oscillasjonsfrekvensen er ved en frekvens hvor fasemarginen den veien nærmer seg null samtidig som differansen mellom loop gain i den ytre kretsen og closed loop gain i den indre er lavest. Eller noe slikt - jeg er på seriøst dypt vann her.
Det burde være mulig å finne en måte å kompensere indre eller ytre krets på som hindrer at den oscillasjonsmodusen kan oppstå. Når vi ser på kurven kan det også virke som om det er potensiale for at noe spennende kan skje ved 20 Hz.
Dette er definitivt ikke en "vanlig" andreordens feedback-krets bestående av en opamp med to poler og rent resistiv feedback rundt. Det er ihvertfall en femteordens (to poler pr opamp + integratoren) eller sjetteordens (+ kompensasjonen i ytre loop). NCore er vel femteordens. Der har Bruno gjort et eller annet smart for å maksimere loop gain rundt 15 kHz, for så å la den droppe som en stein rett over.
http://www.hypex.nl/docs/papers/ncore wp.pdf
Fra NCore-patenten:
https://docs.google.com/viewer?url=patentimages.storage.googleapis.com/pdfs/US20110068864.pdf
Vi kan vel skrive under på begge punkter. Den uthevede setningen stemmer vel også med den forståelsen jeg begynner å få av oscillasjonsmodusen ved 15 kHz.Sist redigert:
"kilen på lastreaktans som den ser ut til å være."
Simulering er nyttig men som nevnt av en annen: husk begrensningene
simuleringen vil ventelig fortelle om noen problemer som viser seg å ikke eksistere, og overse andre....
jeg kan glatt inrømme at jeg ikke forstår hva som skjer i ett komplekst feedback nett verk som her Derfor er dette ett av de mer spennende amp prosjektene jeg har sett på lenge, og en fin pådriver til å prøve å skaffe seg mer kunnskap.
hva skjer om du struper båndbredden i en eller flere looper?
Det er fint med headroom men kan du trade noe vs stabilitet?
du har ørten ganger'n høyeste frekvens Av interesse å ta av
vedr målerigg om du vil/det kan være til hjelp så har jeg en komplett
Signalhound/ analysator med tilhørende generator. Tar ikke mere plass enn tre store Helnøtt plater
og kan gjøre utrolig mye morsomt . Du kan låne det til ampen er ferdig bygget
det er hyllevarmere i min analoge lekestue og ikke i bruk pt.
https://signalhound.com/products/usb-sa44b/å
Såvidt jeg kan lese er både LM3886 og LM49710 sikret mot termisk overbelastning, slik at vet ikke helt om du får til å slippe ut den magiske røyken av dem.
Et annet poeng om simulering er at frekvensanalysen i spice er en småsignalsanalyse. Den lineariserer rundt ett gitt arbeidspunkt, en DC-bias om man vil, og analyserer resten av simuleringen som et sett av linære komponenter. Dersom transistorkoblinger blir utsatt for store signalnivåer, vil ikke denne linære modelleringen lenger stemme overens fordi transistorer og dioder er jo svært ulinære. I denne kretsen har man en storsignalsforsterker (LM3886) som helt garantert vil endre oppførsel og egenskaper ved endring i signalnivå -- som er en av årsakene til at man "jakter" på et stort nok fasemargin.
<spekulering>
La meg se om jeg har forstått dette rett: Når du kjører et bodeplot, så ser du ingenting på 15kHz som skulle antyde at du får en dempet svingning der. Mens når du kjører inn en firkantpuls på en vanlig tidssimulering så får du svingningen? Jeg er på ingen måte ekspert på temaet, men kan dette være noe: Svingingen du ser er et resultat av storsignal-oppførselen til kretsen og dermed kommer småsignalanalysen til kort?
</spekulering>
Det handler nok mer om nøstede feedback-sløyfer og høyereordens transferfunksjon enn små- vs storsignallinearitet. Det er tre feedback-sløyfer, en lokal rundt hver opamp og en global. Et bodeplot av den ytre loopen alene viser overhodet ingen ting som kan tyde på en svingning ved 15 kHz, men hvis vi bryter loopen slik at vi får med både den indre loopen rundt LM3886 og den ytre loopen går fasemarginen tilnærmet til null ved 15 kHz og blir der gjennom hele audiobåndet. Brunos kommentar om gainmargin kan tyde på at det er kombinasjonen av fasevinkel og gain i de to feedbacksløyfene som gir oscillasjonen, og at det er derfor økt gain i LM3886 virker motsatt av hva man først skulle tro.
Hvis jeg gjør samme plott av loop gain som ovenfor for versjonen med parasitics er det lite der som tyder på at den er mer stabil enn versjonen uten parasitics, tvert imot:
Derfor er det stort sett responsen på firkantbølgen jeg har gått etter når jeg har prøvd meg frem her. Jeg forstår bode-diagrammet for et vanlig andreordens system, med stabilitetskriterier og det hele, men jeg forstår ikke egentlig hva et plott som det ovenfor betyr. For en balansert forsterkertopologi forstår jeg ikke engang hvordan jeg skal plotte noe slikt, så det får bli en halvpart om gangen. Selv om jeg nå har en versjon av kretsen som oppfører seg OK i simuleringen skulle jeg fortsatt gjerne forstått bedre hvordan den fungerer. Det er mulig at transferfunksjonen G(s)H(s) og pol/null-diagrammer er neste steg. "Straightforward but tedious" sto det i læreboken.
Fortsettelsen av Brunos sitat fra NCore-patentet kan fungere som forventningsstyring:
Vi vil så definitivt fastsette closed loop response, f eks til flat frekvensgang 20 Hz - 20 kHz, og da er det tydeligvis ikke så mye handlefrihet for å temme dette.Sist redigert:
OK, skarpere verktøy tatt frem fra skuffen. Jeg skaffet meg Scilab, versjon 6.0.0 (beta), en open source Matlab-klone. Hadde GNU Octave fra før, men det ser ut til at Scilab har bedre funksjonalitet for reguleringssystemer (som dette er) enn Octave.
Først trenger vi en transferfunksjon for en LM3886. Noen av parametrene kan leses av fra databladet (DC gain 115 dB, gain x bandwidth 8 MHz), men andre må vi gjette på fra grafene i databladet eller ved reverse engineering av Spice-modellen for en LM3886. Det siste er morsomst, så vi rigger opp en krets for å måle open loop gain på modellen og får dette resultatet:
115 dB open loop DC gain, 8 MHz GBWP, unity gain ved 6,6 MHz, første pol ved ca 14,3 Hz, andre pol ved 10 MHz, sånn ca. Den siste skiller seg ganske kraftig fra grafen i databladet og forklarer muligens hvorfor simuleringene gir vesentlig større fasemargin enn hva grafen i databladet (fig. 26) kan tyde på. Der kan det se ut til at andre pol ligger så lavt som 1,5 MHz. Her beholder vi data fra Spice-modellen, ettersom vi forsøker å forstå hvorfor den oppfører seg som den gjør.
Da er det bare å taste tallene for DC gain og de to polene inn i Scilab, generere en transferfunksjon og prøve et nytt Bode-diagram. Det blir slik:
Ser kjent ut. Deretter kan vi klaske resistiv NFB med 10x gain rundt den og får noe slikt som closed loop frekvensrespons:
Ser ikke så helt ukjent ut, det heller. Loop gain blir slik, helt enkelt open loop forward gain multiplisert med 1/10 i feedback-kretsløpet:
32 dB loop gain (NFB) ved 20 kHz. Spør vi Scilab om fasemarginen får vi klart svar:
85,5 grader ved 800 kHz, stemmer med grafen (180-94,5=85,5), men vesentlig mer enn TINA-TI-simuleringens 77-78 grader og databladets antydning om ca 63 grader med 20x gain. Hmmm.Sist redigert:
Samme prosess med modellen av en LME49710. Open loop response fra Tina-TI:
Open loop gain 140 dB, første pol ved 5,8 Hz eller så, og en dobbel pol ved 500 MHz, interessant nok.
De tallene kan vi flytte over i Scilab og konstruere en transferfunksjon som ser slik ut grafisk i bode-plottet:
Feedback-kretsen rundt den opampen er et RC-ledd med C i serie med signalet og R til jord, dvs denne transferfunksjonen med R = 1 kOhm og C = 360 pF:
Loop gain gjennom både opamp og feedback blir slik, med en advarsel fra Scilab om at dette er en litt uskikkelig matrise som blander veldig store og veldig små tall:
Flatt 42 dB NFB gjennom audiobåndet. Lukker vi feedback-loopen blir closed loop response slik:
Ikke spesielt flat. Og hvis vi setter de to gain-blokkene i serie med hver opamp i lokal closed loop blir det slik:
+10 dB gain på signalet fra driveren. logisk nok. Grafene blir nokså like enten de beregnes som transferfunksjon (frekvensdomenet) eller fra en tilstandsmatrise (tidsdomenet), så vi har forhåpentligvis fortsatt en del numerisk presisjon her.Sist redigert:
Da mangler vi bare den ytre feedbacksløyfen med R||RC. Med de viste verdiene får den en slik transferfunksjon:
Lukker vi sløyfen rundt forsterkeren blir frekvens- og fasegangen gjennom den slik:
-3 dB ved nesten 500 kHz burde holde. Hvis vi henger på inngangsfilteret (1 kOhm, 1 nF) begrenser vi båndbredden til litt mer plausible 140 kHz:
Hvis vi tar en rask titt over i tidsdomenet er det ikke spor av ringing å se på stegresponsen:
Det er kanskje ikke så merkelig. Scilab mener at den ytre feedbacksløyfen har en fasemargin på 93,5 grader. Dønn stabil, selv om kompensasjonen med RC-leddet ser ut til å bomme totalt på blinken:
Den egentlige grunnen til å fyre opp Scilab og transferfunksjonene var å forvisse oss om hvor nuller og poler havner i det komplekse planet. Alle poler ligger i det negative halvplanet, så dette bør være stabilt. De eneste to polene som ikke ligger på den reelle aksen og kan skape noen slags oscillasjon ligger såpass langt borte fra den imaginære aksen at de bør være godt dempet:
Dette ser egentlig ganske bra ut. Jeg skal se litt mer om kretsen er følsom for komponenttoleranser, justere kompensasjonsverdiene eller kanskje forenkle litt, men det er ingen ting her som forklarer oscillasjonen ved 15 kHz som dukket opp i TINA-TI. Et simuleringsartifakt?Sist redigert:
Vet ikke ennå. Tommelfingerregelen er nok at det de to modellene er enige om sannsynligvis er en fysisk realitet, mens det som dukker opp i bare en av dem er mer tvilsomt. For meg er det ihvertfall mye lettere å forstå hva kretsen gjør med en komplett transferfunksjon i Scilab. Den kan plukkes fra hverandre og settes sammen igjen på helt andre måter enn hva jeg kan få til med en simulert elektrisk krets.
Nyquist-plott for alle tre feedback-sløyfer. Fortsatt betryggende langt fra ustabilitet, som inntreffer hvis kurvene "omringer" punktet (-1,0) på grafen. Avstanden fra kurvene til det punktet sier også noe om følsomhet for komponenttoleranser og for diverse effekter som ikke er med i modellen.
Her har jeg allerede redusert gain i komposittforsterkeren til 2x, fjernet motstanden i kompensasjonskretsen, redusert kondensatoren i kompensasjonskretsen til 20pF og redusert integratoren til 220 pF. Kombinert NFB i indre og ytre sløyfe er ca 77 dB ved 20 kHz. Da er det fortsatt 76 grader fasemargin i ytre sløyfe og 85 grader i indre.
Jeg sitter med en liten "dette er for godt til å være sant"-følelse, men her er altså følsomheten for støy som oppstår i LM3886 med og uten den ytre feedbacksløyfen. Med bare sin egen NFB (10x gain) gir den unity gain på støy, mens den forsterker signalet med 10x. Den ytre feedbacksløyfen legger på ganske mange dB korreksjon for dette:
Legg merke til -154 dB kompensasjon for DC-avvik som oppstår i LM3886 og 45 dB undertrykkelse ved 20 kHz. Det er tilstrekkelig til å redusere mediokre 0,1 % THD+N ved 20 kHz til høyst respektable 0,0006 %. Og så får vi kanskje enda 3-4 dB "gratis" når den brokobles. Kanskje.
Closed loop response (uten inngangsfilter) begynner også å se ryddig ut:
Legg merke til skalaene. -0,3 dB ved 1 MHz eller deromkring. -3 dB-punktet er ved 4,6 MHz. "Flat fra DC til lys" pleier det å stå i enkelte hifi-anmeldelser. Har kanskje en kandidat her. Kretsen består bare av to opamp-kanaler, fire motstander og to kondensatorer (filtre på inngang og utgang ikke medregnet). Absurd, men gøy.Sist redigert:
Grafene ovenfor er med nominelle komponentverdier, inkludert "typical" for opampene. Toleransene på motstander og kondensatorer har nok ikke så mye å si her, men en LM3886 har ganske stor variasjon. Den er oppgitt "typical" til 115 dB DC gain og 8 MHz gain bandwidth produkt (som tilsammen sier at den første polen ligger ved 14,3 Hz), og Spice-modellen sier at andre pol ligger ved 10 MHz. Da blir stegresponsen slik, uten inngangsfilter:
85,5 grader fasemargin i indre loop, 76 grader i ytre, dønn stabil. Men hvis vi setter LM3886-parametrene til toleransegrensene 90 dB DC gain og 2 MHz GBWP, og den andre polen til 2 MHz for å ta i litt, så blir det i stedet slik:
Indre loop har fortsatt 84 grader, men ytre er nå nede på 39 grader og er nokså marginal.
Bodeplottet viser en tydelig peak ved 1 MHz:
Enkleste løsning er å ignorere problemet (den er jo fortsatt nokså stabil), og la inngangsfilteret sørge for at den aldri får se så høye frekvenser at dette blir et problem. Alternativt kan vi slakke opp litt på NFB og kompensasjon for å være helt sikre.
3x gain, 330 pF i integratoren og 33 pF kompensasjon ser ut til å funke greit både i Scilab og TINA-TI. Da er vi tilbake på 75 grader fasemargin i ytre loop, men de 45 dB ekstra NFB ved 20 kHz blir "bare" 38 dB med disse verdiene. 32 dB i indre loop + 38 dB i ytre = 70 dB NFB er da også noe, selv om vi dipper under de 75 dB jeg satte som kriterie i åpningsinnlegget.Sist redigert:
Mange parametre kan justeres, inkl time steps og inkrementer for kondensatorer og induktorer, men så langt har jeg ikke funnet noen sammenheng. Ringingen i Spice-modellen er der uansett, men dukker ikke opp i Scilab-modellen. Der er det ingen ting som tyder på noen form for oscillasjon ved så lav frekvens som 10-15 kHz. Hvis den modellen oscillerer, er det ved 1 MHz eller så. Fortsatt litt mystisk.
Da begynner det kanskje å nærme seg et prototype-stadie?
Den siste grafen tilsvarer 185 W i 5 ohm last og 115 W i 8 ohm.Sist redigert:
En application note fra TI: Designing for low distortion with high-speed op amps
Det virker som vi er på rett spor her.
Jeg leste også NCore-patenten en gang til: Patent US20110068864 - Self oscillating class D amplification device - Google Patents
I figur 5A viser han en enkel limiter med to Zener-dioder rygg mot rygg i feedback-kretsen for integratoren. Det slår ut integratoren hvis det akkumulerte feilsignalet blir større enn zenerspenningen, dvs ved klipping. Ikke godt å si hvordan det påvirker THD+N langt unna klipping, men det kan være verdt å forsøke.
Det kommer vel an på lineariteten i I-V-kurven til zenerdioden når den er reversforspent? Hvis jeg husker min Sedra/Smith riktig, så får man en liten reversstrøm for å få PN-overgangen til å sperre. Hvor linær denne er, er meg ukjent.
(Lånt herfra: https://wiki.analog.com/university/courses/eps/diode-curves)
Tja. Input og output med +/- 27 V forsyningsspenning, 10x gain og 5 V input, modellert med omtrentlige parasitics i feedback-kretsene:
Dette tilsvarer 156 W output i 8 ohm. Spenningen over kondensatorene (C13 og C23) når omtrent 5,9 V før klipping, men går helt til driverspenningen når LM4780'en klipper. Det gir den voldsomme spiken i det forsterkeren kommer ut av klipping. Det går formodentlig an å temme den litt med Zener-dioder rundt 6 V som enslags limiter rundt integratoren.
Samme, men med to 6,2 V Zener-dioder over hver kondensator:
Og med 6,0 V Zenere:
Meh. Det blir litt mindre forvrengning på randen av klipping, avhengig av eksakt Zener-verdi. Med 6 V ser vi tydelig hvordan negativ side av LM4780 klipper først, ettersom det blir to separate "trappetrinn" når hver av halvdelene kommer ut av klipping. Dette vil også forme forvrengningsspektrumet i mild klipping. På øyemål ser det ut til at 6,2 V Zenere vil gi et spektrum med mer likeordens komponenter, mens 6,0 V gir mer oddeordens (flate topper).
Risikoen er likevel at Zenerne genererer så mye støy ved lave signalnivåer at det ikke er verdt det. Riktignok vil den ytre feedback-kretsen undertrykke den støyen ganske kraftig, men likevel. Jeg er mest opptatt av lydkvalitet ved lave nivåer, ikke skrytetall ved full effekt. Bedre å sikre at forsterkeren aldri kommer i nærheten av klipping ved riktig gainstruktur i kjeden. Min DEQX gir som default 3.0 Vrms (4,2 V peak) på de balanserte utgangene, så det burde være garanti god nok.Sist redigert:
Det ser forøvrig ut til at zener-dioder rundt 6 V er en hel størrelsesorden mer bråkete enn de rundt f eks 2 V eller 12 V. Det er et eksempel på alle tings iboende f..nskap når det er eksakt slike verdier som behøves her. Nok en grunn til å droppe hele ideen.
Some noise measurements for LEDs and zener diodes - Page 4 - diyAudio
Tom Chr har formodentlig lagt mye kreativitet i å komme opp med en limiter-krets for Mod86 som ikke tilfører unødvendig støy samtidig som den gir minst mulig forvrengning i mild klipping. På bildene ser det ut til å være minst en småsignaltransistor i det området på kretskortet hvor jeg tror de funksjonene holder til. Men det er ikke reverse engineering vi holder på med, så det får heller være.
"Jeg er mest opptatt av lydkvalitet ved lave nivåer, ikke skrytetall ved full effekt. Bedre å sikre at forsterkeren aldri kommer i nærheten av klipping ved riktig gainstruktur i kjeden"
Enig til Dovre faller! Hold deg langt unna klipping: du har en bråte feedbacklooper og sikkert noe uforutsett moro i vente i klippeland (som kanskje ikke viser seg i simuleringene ?)
Kan du forresten simulere IM forvrengning ?
Nei, de modellene jeg har brukt her kan ikke simulere forvrengning. Eneste mulighet (før prototypestadiet) er å se på oppførselen av en LM4780 i databladet og ekstrapolere hva som skjer med 40 dB ekstra NFB på toppen. Det undertrykker alle former for støy og ulinaritet, så intermodulasjonsforvrengning bør dempes like mye som harmonisk forvrengning.Angående klipping har jeg kokt i hop et kretsløp man kunne teste ut.
R1 og R2 er allerede en del av inngangen på chipampen. Før signalet kommer bort til første trinn kan man sette inn to optokoblere. Disse er ved vanlig drift ikke aktive og bør ikke innvirke på signalet.
Input til diff-ampen hentes fra etter R1 og R2. Denne vil ved normal drift lage et single ended signal rundt jord. Når dette signalet kommer over en fast spenning (satt med RV1) vil U3 eller U4 (avhengig av polaritet) begynne å fore optokoblerene med strøm. U3 og U4 vil øke strømmen slik at spenningen mellom fasene aldri blir større enn det RV1 er stilt inn til.
Det som kanskje er en liten ulempe med dette er at drivertrinnet inn til kretsløpet blir litt ektra belastet ved klipping, men det er jo uansett ikke en ønsket situasjon.
Jeg får dessverre ikke simulert dette siden simuleringsprogrammet mitt ikke har noen god modell av optokoblere.^ Hva med å bytte ut hver av optokoblerne med to transistorer (en til hver signallinje) med emitter til jord (+motstand til signallinjene) ? Dvs slik at hver av inngangene «kortsluttes» til jord i stede for differensielt.
mvh
KJ -
Laster inn…
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Laster inn…