Hva med noen chipamper?

[Asbjørn]

Atkinson har en kommentar til en av de atypiske målingen av en av Halcroene, der han mener at de kan skyldes korrodering av terminalene på høyttalerledningen han brukte ved målingen. Jeg husker ikke om det var en followup eller om det var en kommentar i en annen artikkel.

EDIT det var DM38 :
Opprinnelig test i 2004 Halcro dm38 power amplifier Measurements | Stereophile.com
Oppfølging i 2007 : Halcro dm38 power amplifier Follow-Up, January 2007 | Stereophile.com

Aha. Der var forklaringen.

To facilitate the hooking-up of amplifiers in my test lab, I use 6' lengths of 14-gauge multistrand cable fitted with stackable dual banana (4mm) plugs and short adapter cables fitted with a dual banana plug at one end and, at the other, single bananas, spade lugs, or bare ends. It turned out that the connection of one of the dual bananas to one of the 6' cables was not as conductive as it should have been, due to oxidation of the cable conductors under the banana plug's grub screw. Mystery solved—though I don't have a clue why the nonlinearity manifested itself only at high currents.

Man krymper da fast terminalene, og lodder dem kanskje i tillegg. Bananplugger med skruer...

Atkinsons Audio Precision-rigg sliter med å måle det der, men Bifrôst er fortsatt likt med Halcro'en opp til ca 10 W og er en hårsbredd bedre rundt 20 W. Eller så har Armand en littegranne bedre målerigg enn Atkinson. Audio Precision-riggen har 0,0005 % andreharmoniske (-112 dB). Det er der den skifter gir i kurvene på grafen, mens Armand målte andreharmonisk fra Bifrôst helt nede ved -120 dB. AP-riggen har også støygulv ved -125 dB, vesentlig høyere enn Bifrôsts -130 dB ved 1 W og -145 dB ved 140 W.

Men da aner jeg virkelig ikke hvorfor LTS mente at Halcro hadde hørbar forvrengning. Jeg har ikke lest den testen. Jeg finner den ikke på LTS' hjemmeside eller i innholdsfortegnelsene for noen av LTS' blader: http://www.lts.a.se/lts/tidigare-nummer
Noen som har en link?

 

[KJ]

Ei anna side av den saken er at alle målinger av effektforsterkere i Stereophile fra et ubestemt tidspunkt før testen av DM38 i 2004 til et ubestemt tidspunkt rundt januar 2007, muligens gir et dårligere bilde av forsterkerene enn det som er reelt.

Ja det er ganske klønete å bruke bananer med skruterminering uten regelmessig sjekk av utstyr.

mvh
KJ

 

[Bjørn ("Orso")]

Jeg har ikke lest LTS testen av Halcro selv. Utifra den siste målingen, så ville jeg tror det var snakk om en annen og eldre modell. Disse målingene til Halcro er imponerende.

Så koster de litt også. Her i New Zealand valuta som man kan gange med 6. Hmmm, ser de mangler importør i Skandinavia.... ;D

 

[Asbjørn]

Ja, og så kommer vi amatørene og er så uforskammede at vi matcher eller slår mange av måleparametrene med en chipamp til noen hundrelapper i materialkostnad.

Må bare finne en vei rundt økningen av THD med frekvens, så blir dette ganske bra. Og sette på mahogniføtter, selvsagt.

 

[Asbjørn]

La også merke til at de nye Boulder ampene også fikk god kritikk for gode målinger. En bråte penger for en bråte med watt
Boulder Amplifiers 2150 monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com

Der har vi jo en mulig løsning på problemet med stigende forvrengning med økende frekvens:

Lengre Y-akse. There, I fixed it.

Not only was the Boulder's distortion very low; into 8 ohms, it hardly changed with frequency, even at 40V (fig.6, blue trace). There was a rise at higher frequencies at this same level into 4 ohms (fig.6, magenta), but to no higher than 0.004%.

@Armand: Kunne du forsøke et sveip av THD+N vs frekvens, 20 Hz - 20 kHz, f eks ved 10 eller 20 W i 8 ohm? Gjerne 60 kHz båndbredde og gjerne med samme Y-akse som Atkinson bruker (0,0003 % - 3 %), bare for å gjøre direkte sammenligning med Boulder, Halcro og andre Stereophile-målinger enklere? Hvis kurven i det hele tatt blir med på bildet med den skalaen, da.

 

[Armand]

Jeg har gjort en liten endring på kretsen i dag. En midlertidig power supply ledning lå litt nærme signalkretsløpet. Denne ble flyttet og vipps, over 6dB forbedring ved høye frekvenser. Jeg tror det er enda mer å hente når vi lager et nytt PCB.
Jeg skal ta flere målinger, men her er et par jeg tok i kveld.

THD+N 20V RMS BW 80khz

Vi ser at der jeg i går hadde 0,0024% ved 10kHz (Bare THD) ligger nå THD+N på 0,0013%. Dette er målt med 20V RMS ut slik som Halcro dm88.

Senker vi båndbredden til 40kHz får vi dette:

Det begynner å bli brukbart. Man kan se de harmoniske på FFT nederst. Andre harmonisk ligger på -114dB og tredje på -116dB.
Står det hvilken båndbredde de bruker hos Stereophile?

 

[Trondmeg]

Audioroyal hadde Halcro tidligere. Jeg vet det finnes en i Norge som bodde på Hamar en periode. Den er erstattet med d'Agostino.

 

[Asbjørn]

Står det hvilken båndbredde de bruker hos Stereophile?

Nei, men jeg tipper det er 60 kHz. Hvis man ser nøye på målingen av Boulder er det noe som forsvinner ut av kurven ved 15 kHz. Da må båndbredden være et multippel av 15 kHz. Men kurven faller ikke helt til null ved 15 kHz. Da er ikke båndbredden 30 kHz, for da ville også den andreharmoniske forsvunnet ut av målingen. I stedet flater den bare ut i 8 ohm og går litt ned i 4 ohm. Så jeg tipper båndbredden er 60 kHz og at det er den fjerdeharmoniske som faller ut ved 15 kHz.

Grunnen til at jeg er litt nysgjerrig på et sveip ved 10-20 W (1,1-1,6 V) er både at dette er nokså nær den maksimale effekten jeg kommer til å bruke i praksis (ca 105 dB lydtrykk hos meg) og at det kan se ut til at måleinstrumentet endrer følsomhet og støygulv ved et par-og-tyve watt. Kanskje et sveip rett under den terskelen gir best bilde av støygulvet i forsterkeren?

 

[Asbjørn]

La også merke til at de nye Boulder ampene også fikk god kritikk for gode målinger. En bråte penger for en bråte med watt
Boulder Amplifiers 2150 monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com

Bare en liten observasjon fra den testen:

The 2150 was extremely quiet—its unweighted, wideband signal/noise ratio with the input shorted to ground measured 78.5dB ref. 2.83V into 8 ohms. This improved to 94.3dB when the measurement bandwidth was restricted to the audioband, and to 97dB when A-weighted. Spectral analysis of the Boulder's noise floor while it reproduced a 1kHz tone into 8 ohms (fig.3) indicated that the only power-supply–related spuriae were all very low in level, and primarily comprised the 60Hz AC frequency and its third and fifth harmonics, all of which were close to or below –110dB (0.0003%).

The Boulder 2150 is a state-of-the-art powerhouse of an amplifier designed to impart little or none of its own character on the sound of the incoming signal. Boulder has accomplished this by engineering noise to an absolute measurable minimum.

Armand målte 102,3 dB A-vektet S/N ved 1W i Bifrôst. Dessuten et støygulv ved -130 dB og PSU rippel ved 50 Hz på -112 dB vs 0,1 W. Før siste justering i kretsen. Jo, dette ser ganske lovende ut.

 

[Armand]

Dette med målinger er noe herk. Jeg har ikke 60kHz båndbreddefilter på R&S UPV Audio analyser. Kun 40kHz og 80kHz. Jeg har muligheten til å begrense summeringen av noise opp til en valgfri frekvens, men jeg sliter med å replikere målinger gjort på AP slik at sammenligningsgrunnlaget blir helt likt. Jeg skal se litt nærmere på dette i kveld. Det jeg med sikkerhet har funnet ut så langt er at med 40kHz båndbredde så ligger THD+N på 0.0012% ved 20kHz ved 12,5V ut over en 8 ohms last. Da vil i praksis kun den andre harmoniske være med.

Vi ser på FFT at den andre harmoniske ligger på -100 dB ved 40kHz.

Nå er det skitur...

 

[Asbjørn]

Det har ikke så mye å si. Vi er på rimelig avansert nivå uansett. 0,0012 % THD+N ved 20 kHz @ 20 W i 8 ohm er høyst respektabelt. 80 kHz båndbredde er helt greit for å slippe for mange hakk i kurvene.

Et tips: Hvis du bruker Chrome browser og velger "standard editor" på HFS-profilen (Mine innstillinger->Generelle innstillinger->Diverse Alternativer, http://www.hifisentralen.no/forumet/profile.php?do=editoptions), så ser det ut til at du slipper å få alle bilder vist dobbelt opp.

 

[Armand]

@Armand: Kunne du forsøke et sveip av THD+N vs frekvens, 20 Hz - 20 kHz, f eks ved 10 eller 20 W i 8 ohm? Gjerne 60 kHz båndbredde og gjerne med samme Y-akse som Atkinson bruker (0,0003 % - 3 %), bare for å gjøre direkte sammenligning med Boulder, Halcro og andre Stereophile-målinger enklere? Hvis kurven i det hele tatt blir med på bildet med den skalaen, da.

Som bestilt.

Jeg får litt vondt i viljen nå jeg blir bedt om å stille øvre grense til 3% når vi måler i området tusen ganger lavere. Men det ser jo pent ut da..

Jeg synes forøvrig at man i målinger burde skille mellom noise og THD. Noise vil normalt være konstant og det er lettere å måle THD nøyaktig når man slipper å blande inn noise. Jeg er ikke imponert over informasjonen Stereophile og Atkinson presenterer sammen med målingene sine. Det er veldig fort gjort at man ikke vet hva man ser på der. F.eks liker han å presentere kurver i dBr skala uten å skrive noe om referansenivået. "r" betyr relativ og da må man vite hva det er relativt til. Jeg bruker dBV og da vet man at det er relativt til 1V. (0dBV=1V RMS)

 

[Armand]

Mere målinger

Jeg har kikket litt på målinger på forskjellige power amps på Stereophile og Bifrôst har ikke noe å skamme seg over i forhold til noen av dem. I veldig mange tilfeller yter den vesenlig bedre på de fleste parametere. Uansett pris.

Boulder ble nevnt av bambadoo og den er et monster som er vanskelig å matche. En helt sinnsyk effekt og ekstremt lav forvrengning.
Jeg har sammenlignet litt med Bifrôst og vi er ikke langt bak så lenge vi holder oss under 100W.

Først ut er IMD med 19kHz og 20kHz testtoner. Igjen er Atkinson lite presis når han angir peak effekt. Er det per tone eller er det kombinert? Grafen er som sedvanlig i dBr og vi vet ikke. Bifrôst har ikke de enorme power ressursene til Boulder, så på min måling er hver testtone på 10V RMS. Det tilsvarer (10*10)/8= 12,5W per tone. Når begge spilles samtidig får man et interferensmønster som vil veksle mellom 0V og 20V. Peak effekt blir dermed 50W.
Eller mener Atkinson peak som i den egentlige betydningen av peak, nemlig effekten på toppen av den kombinerte spenningen fra de to tonene? I så fall snakker vi om at Bifrôst leverer 20*1,41= 100W.

Uansett, det er ingen tvil om at Boulder leverer mer effekt enn Bifrôst så la oss gå videre til resultatet.

På min måling kan man også se kurveformen og at den går helt fra +28V til -28V.
Vi ser at sidebåndene rundt 19kHz og 20kHz er på like lave nivå som Boulder, og faktisk en anelse lavere.
Det dukker opp et par "kompiser" ved 28 og 29kHz også på min måling som jeg ikke kan forklare.
Boulder har her en smule bedre data, og det ved mer effekt. Men så koster den jo også over en halv million kroner...

 

[Asbjørn]

Forumet var tydeligvis enig med deg og nektet å vise kurven med forlenget skala. Edit: der var'n, ja. Jo, det løste problemet med økende forvrengning med frekvens. Nå har vi nesten helt flat forvrengningskarakteristikk, vi også, akkurat som Boulder.

Mer seriøst: Intermodulasjonsforvrengningen ved høye frekvenser er den mest informative og mest krevende testen for dette designet. Det er ved disse frekvensene det er lavest undertrykkelse av overharmoniske. Testen skiller godt mellom de forskjellige forvrengningskomponentene og støygulvet, også hvis det er noe grums som ikke passer inn i den harmoniske serien. 10 V + 10 V RMS er et bra testnivå, omtrent det designet er ment for. Alt over er egentlig headroom for å unngå klipping. Resultatet er pent, for ikke å si ekstremt bra, og bedre enn jeg hadde forventet. Jeg forstår heller ikke de peakene ved 28 og 29 kHz (eller kopiene ved 13-14 kHz og 22-23 kHz).

http://electronicdesign.com/communications/understanding-intermodulation-distortion-measurements

Uansett, vi kan allerede nå si at disse kommer til å spille klokkerent når de kobles til en høyttaler. Andreharmoniske (differansetonen) ligger ved -120 dB, tredjeharmoniske litt under ved ca -122 dB, fjerdeharmoniske ved -135 dB, femte ved -130 dB, sjette like over støygulvet ved -140 dB, og sjuende ved -135 dB. Ingen av dem i nærheten av å være hørbare, og om de hadde vært hørbare ville det vært en ørevennlig forvrengningskarakter med mest andre- og tredjeharmonisk, og med en overvekt av likeordens komponenter.

Den nærmest banker Hypex NCore 400, her 50+50 W i 4 ohm:

https://www.diyclassd.com/img/upload/doc/ncore/nc400/Documentation/NC400_04xx.pdf

Riktignok er den målingen gjort ved høyere effekt, men Bifrôst har 20 dB lavere tredjeordens, 6 dB lavere femteordens. 3-4 dB høyere andreordens, men 10 dB lavere fjerdeordens. Mye lavere forvrengning og et mer ørevennlig spektrum med mer vekt på likeordens komponenter - hvis noe av det hadde vært hørbart, da. Dessuten 5-6 dB lavere støygulv.

Interessant nok viser NCore også de samme to litt uforklarlige peakene ved 13 og 14 kHz med omtrent samme nivå som i Bifrôst. Feedbackkretsen i NCore og Bifrôst har en del likheter med nøstede feedbacksløyfer og femteordens kompensasjon, så kanskje det er en feature? Bruno passer på å klippe skalaen like over 20 kHz på alle målinger av NCore, og nå vet vi kanskje hvorfor.

Kanskje vi kan sammenligne med noen mer normale forsterkere. Electrocompaniet AW400, for eksempel, til kr 38000 pr stk:

The Electrocompaniet AW400 offers high power coupled with low levels of noise and distortion. I am not surprised Art Dudley was impressed by it.

Electrocompaniet AW400 monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com

Eller AW600 Nemo til kr 58000 pr stk:

This is an excellent set of measurements for a very high-powered amplifier.

Electrocompaniet Nemo monoblock power amplifier Measurements | Stereophile.com

Det er ikke meningen å henge ut Electrocompaniet, men det var opprinnelig oppbygningen av disse to som startet tankerekken som førte frem til Bifrôst. AW600 er to balansert brokoblede AW180M, og AW400 er to balansert brokoblede forsterkerkort fra AW120. Hmmm. Behøver ikke all den effekten, men kanskje det går an å kansellere litt mer av forvrengningen...

Det kan se ut til at vi traff nokså bra med den.

 

[Armand]

Vi kan si oss fornøyd med resulatet nå. Må si det er moro at man kan overføre en såpass avansert simulering som du har gjort over til en fysisk krets med såpass stor nøyaktighet. Vi klarte ikke treffe dine mest optimistiske simuleringer, men det skulle jo bare mangle om det ikke ville være noe som skjer når det skal over til "real life".

Nå må det lages nytt PCB med de endringer vi har kommet frem til.

To do list:

1. De nye komponentene vi bruker må få sin egen plass på PCB. De kan muligens plasseres mer optimalt enn i dagens prototype og vi kan håpe på enda litt bedre data. Kanskje gå over til 4-lags PCB? Vi har sett at signalkretsløpet er følsomt for stråling fra banene med høye strømtrekk og ved å "pakke inn" signalkretsløpet med et beskyttende jordplan kan vi kanskje redusere støy og THD ved høye frekvenser ytterligere.

2. Teste enklere regulator til low voltage delen. Vi brukte en del tid på å lage en overkill regulator på den versjonen vi har i dag for å være sikker på at det ikke var der "skoen trykket". Nå skal jeg teste ut hva vi kan få til med de mye enklere LM317 og LM337 regulatorene. De er vesentlig billigere, mye lettere å montere, trenger færre supportkomponenter, tar mindre plass og tåler i tillegg høyere spenning. Da får man også muligheten til å hente driftspenning fra high-power kontakten slik at man ikke er avhengig av en egen +-15V supply fra PSU. Vi har også sett at spenningen fra SMPS300RE strømforsyningen er langt penere enn først antatt, så jeg har tro på at dette vil gi kliss likt resultat som vi har i dag.

 

[Trondmeg]

Av ren nysgjerrighet; er dette et lukket prosjekt eller vil det bli presentert i all sin prakt når designen er ferdig?

 

[Midas]

Armand, kunne du skrevet litt om hva du bruker av testutstyr for å gjøre tester og målinger? Gjerne et bilde fra testoppsettet om du kan/vil. Du gjør flere tester under belastning, hvilken dummyload bruker du?

 

[Asbjørn]

Av ren nysgjerrighet; er dette et lukket prosjekt eller vil det bli presentert i all sin prakt når designen er ferdig?

Vi kommer nok ikke til å vise hele kretsløsningen med alle komponentverdier, men prøvelytting kan la seg ordne. Vil ikke gjøre det for enkelt å kopiere heller.

 

[Asbjørn]

Vi kan si oss fornøyd med resulatet nå. Må si det er moro at man kan overføre en såpass avansert simulering som du har gjort over til en fysisk krets med såpass stor nøyaktighet. Vi klarte ikke treffe dine mest optimistiske simuleringer, men det skulle jo bare mangle om det ikke ville være noe som skjer når det skal over til "real life".

Nå må det lages nytt PCB med de endringer vi har kommet frem til.

To do list:

1. De nye komponentene vi bruker må få sin egen plass på PCB. De kan muligens plasseres mer optimalt enn i dagens prototype og vi kan håpe på enda litt bedre data. Kanskje gå over til 4-lags PCB? Vi har sett at signalkretsløpet er følsomt for stråling fra banene med høye strømtrekk og ved å "pakke inn" signalkretsløpet med et beskyttende jordplan kan vi kanskje redusere støy og THD ved høye frekvenser ytterligere.

2. Teste enklere regulator til low voltage delen. Vi brukte en del tid på å lage en overkill regulator på den versjonen vi har i dag for å være sikker på at det ikke var der "skoen trykket". Nå skal jeg teste ut hva vi kan få til med de mye enklere LM317 og LM337 regulatorene. De er vesentlig billigere, mye lettere å montere, trenger færre supportkomponenter, tar mindre plass og tåler i tillegg høyere spenning. Da får man også muligheten til å hente driftspenning fra high-power kontakten slik at man ikke er avhengig av en egen +-15V supply fra PSU. Vi har også sett at spenningen fra SMPS300RE strømforsyningen er langt penere enn først antatt, så jeg har tro på at dette vil gi kliss likt resultat som vi har i dag.

Ja, det er litt gøy. Det som ikke var med i simuleringen var først og fremst stabilitetsutfordringen med saggende power rails til utgangstrinnet og regulert strøm til drivertrinnet. Det er mulig enda bedre avkobling gir litt større sikkerhetsmargin der. Vi får kanskje se litt på impedansen av avkoblingskondensatorene rundt 80-100 kHz.

 

[Armand]

Armand, kunne du skrevet litt om hva du bruker av testutstyr for å gjøre tester og målinger? Gjerne et bilde fra testoppsettet om du kan/vil. Du gjør flere tester under belastning, hvilken dummyload bruker du?

Et bilde av testoppsettet ser du her:

Du ser balansert inn og ut fra testinstrumentet. Power inn og power ut til dummy load. Jeg passer på å måle direkte på utgangen av ampen da ledningene bort til dummy load kan gi forvrengning. Det er også viktig å jorde forsterkeren til instrumentet med lav impedanse for å unngå 50Hz støy på målinger. Allikevel er det nesten uunngåelig at det blir med litt 50Hz på disse målingene nede ved -110dB til -120dB. Hadde jeg plassert alt inne i faradaybur kunne man blitt kvitt dette også med det er så upraktisk å jobbe med.


Dummy load er en enkel sak bestående av en gjeng 50W effektmotstander med forskjellig verdi montert på en heatsink. Ved å serie/parallellkoble kan jeg lage den motststanden jeg trenger.

Jeg skal oppgradere denne til en versjon som takler 2kW snart. Jeg vurderte å lage den av induktansfrie motstander, men dropper det på grunn av pris pluss at induktansen i de jeg bruker uansett er mindre enn en i høyttaler.

Selve måleinstrumentet er en Rohde&Schwarz UPV Audio Analyser med alle options for analog og digital lyd installert. Den har 2 stk. "Low distortion" generatorer og har og ekstra digitale options for å generere og analysere digitale signaler. Bare options koster over 100k NOK! Instrumentet tilhører Roar Malmin, men helt siden jeg fikk prøve det for et par år siden har vi funnet ut at det kan stå hos meg. Vi har etterhvert utviklet et sterkt kjærlighetsforhold. (Jeg og instrumentet altså..)
https://www.rohde-schwarz.com/us/product/upv-productstartpage_63493-7558.html

Jeg har koblet til en stor skjerm slik at det er lettere å lese av målingene. Instrumentet er koblet til datanettverket i lab'en min slik at jeg lett kan hente ut data. I det siste har jeg begynt å bruke softwarepakken "Synergy". Med denne kan jeg overføre mus og tastatur fra min kontorPC via nettverket over til instrumentet. Skjermen på instrumentet oppfører seg da som en ektra skjerm på min kontorPC. Utrolig praktisk, og jeg kan også ta screenschot fra instrumentet og kjøre "klipp og lim" rett inn på kontorPC.

Det er meg bekjent bare det nyeste instrumentet til AP som har bedre spec i dag. https://www.ap.com/apx555/?lang=de
Det koster nærmere 300 laken, så det blir nok en stund til man kan leke seg med noe sånt.

En annen ting jeg bruker når jeg skal måle ned i nV området er et faradaykabinett.

Dette er et 1 meter høyt stålkabinett jeg plasserer tingene som skal måles inni. Jeg klarer da å bli kvitt 50Hz og annen støy i laben.

Jeg har også denne som jeg har laget selv og som er uvurderlig for å måle små signaler.

Dette er en aluminiumsboks med en MU-Metal boks inni. (En tilsvarende boks som står oppå på dette bildet). Den er batteridrevet og batteriene sitter også inni MU-metal boksen. Når alt dette plasseres inni det store faradayburet får man en trippel skjerming med først stål, så aluminium, og til slutt MU-metal for en fullstendig zen-stillhet. Innerst i denn zen-verden sitter det et diskret buffertrinn som forsterker signaler med 60dB som så mates inn i Audio analyzer. Jeg kan da gjøre kontrollerte støymålinger ned til 700pV/√ Hz og kan faktisk måle forskjell i johnson noise på 50 og 100 ohm. Kretsen er basert på denne app note'n http://cds.linear.com/docs/en/application-note/an159fa.pdf

Håper det var slike ting du lurte på Midas. Bare å spørre om andre ting.

 

[oks81]

Dette er faktisk en saltandes underholdende og god tråd!
Godt jobba!!

Jeg klarer desverre ikke helt følge alt med mitt enkle hode....
Men har et spørsmål.. (kanskje svaret er i teksten og jeg tolker feil....)
Fikk med meg at oscillering var en issue tidligere? Dere kjører stor båndbredde?
Skjedde oscillering høyere i frekvens? Kan en ikka da bare korte inn bånbredde til nermere audio nivå?

 

[Asbjørn]

Nope, riktig så enkelt er det ikke. Tingen er at de to IC'ene har helt forskjellig båndbredde. Det er en audiokrets som styres av en RF-krets. Det er et potensiale for oscillering både ved 80-100 kHz og ved 1,5 MHz eller deromkring. Hele greia handler om å ha mest mulig loop gain (og dermed NFB) ved audiofrekvenser uten å få 180 grader fasedreining med fortsatt positivt loop gain høyere oppe. Det er noen lavpassfiltre inni der, men de har en tendens til å vri fasen eksakt feil vei, så derfor er det også noen høypassfiltre som først og fremst bidrar med å vri fasen tilbake igjen. Stikkordet er lead/lag compensation. Hadde vi bare lavpassfiltrert hele greia ved 20 kHz ville det kanskje fungert, men med ca 1000 ganger mer THD+N enn hva denne kretsen har.

Her er transferfunksjonen for en halvdel av forsterkeren, blå strek open loop gain i indre krets rundt LM4780, svart strek open loop gain i ytre krets med de komponentverdiene som står i nå, rød og grønn versjoner av kretsen som vi vet er hhv ustabile og stabile fra tidligere forsøk, og magenta strek closed loop gain:

Closed loop respons i simuleringen er ned 0,5 dB ved 40 kHz og ned 3 dB ved ca 120 kHz. Open loop gain i ytre sløyfe blir negativt rundt 140 kHz et sted, i indre sløyfe rundt 700 kHz. Nokså bredbåndet, ja. Tilsammen ca 98 dB open loop gain ved 1 kHz.

Hodebryet er å holde "hylla" i open loop gain-kurven ved 0,5 - 4 MHz godt under vann (dvs med negativt gain), samtidig med at fasen i ytre krets vris fortere i riktig retning rundt 100 kHz enn den dreier motsatt i indre krets. Det er hva klyngen av overflatemonterte komponenter mellom de to IC'ene gjør. Og så vil vi helst ikke gi bort mer loop gain og NFB enn hva vi absolutt må for å holde tingen stabil.

Overraskelsen i lab var altså at power rail sag førte til en ytterligere fasedreining i indre krets enn hva som er vist i den blå kurven her. Vi måtte ha litt mer sikkerhetsmargin enn hva vi først trodde. Forskjellen på stabilitet og ustabilitet var bare 10-20 picofarad på et strategisk sted, som Armand nevnte litt tidligere. Det skjøv de svarte kurvene littegranne mot venstre på dette bildet og der satt'n. Prisen for det var litt mindre NFB i audiobåndet og dermed en økning i THD+N fra ca 0,0004 % til nesten 0,0005 % i mellomtonen, ref Armands #172.

 

[oks81]

Tusen takk for flott og utfyllende svar Asbjørn!
Stå på karer!

 

[Asbjørn]

Bare for moro skyld (forutsatt tilstrekkelig sær sans for humor): Hva ville skjedd om vi droppet alle de kompensasjonskomponentene og bare brukte vanlig resistiv feedback både i indre og ytre loop?

Da ville vi satt en LM3886 (dvs en halv LM4780) til 10x gain, og så satt denne i feedbackloopen for en LME49710 (dvs en kvart LME49740), også den med 10x gain. To IC'er, fire resistorer - what could possibly go wrong?

Transferfunksjonen for indre og ytre krets ville blitt slik, fortsatt blå kurve for indre, svart for ytre:

Den blå kurven er som før, og nå har vi nesten 100 dB open loop gain i den ytre feedbacksløyfen ved 1 kHz. Det er nesten 40 dB mer NFB enn i den målte versjonen. Da burde vi kunne klemme ned THD+N med ytterligere 40 dB ved 1 kHz, eller?

Det er bare ett lite problem. Loopen har fortsatt 18,8 dB positivt gain når fasen når -180 grader ved 2,2 MHz. Det vil si at et signal ved den frekvensen først vil forsterkes med nesten 10x og så komme tilbake til input som positiv feedback. Hvoretter det vil forsterkes med nye 10x og komme tilbake som positiv feedback, osv. Dingsen ville først blitt en kraftig jammer på kortbølgeradio med høyttalerkablene som antenne, og ville deretter selvdestruert i en røykdott, begge deler på brøkdelen av et sekund. Det er ikke en god ting. Ikke forsøk dette hjemme.

Alle de andre overflatemonterte komponentene i form av et femteordens kompensasjonsfilter i klyngen mellom de to IC'ene på Bifrôst er der for å forhindre at dette skjer. Det ser de ut til å lykkes ganske bra med.

 

[Olav2]

Veldig artig å lese her ja. Jeg skal ikke late som om jeg forstår mer enn 50 prosent av det tekniske (og det er et optimistisk anslag), men jeg klarer å forstå sluttresultatet og sammenlikne med data for andre forsterkere jeg kjenner til. Imponerende.

Men dersom dette virkelig er så bra som det ser ut som, og jeg har ingen grunn til å tro noe annet: Hvorfor er det ikke flere forsterkerprodusenter som prøver seg på tilsvarende ting? Med tanke på hvor mange folk som jobber med å utvikle elektronikk, må det da være flere enn Asbjørn og Armand der ute som er i stand til å utvikle forsterkerkretser som holder liknende kvalitet?

 

[Asbjørn]

Det er det jo. Bruno Putzeys i Hypex gjorde noe lignende med NCore, Tom Christensen i Neurochrome gjør noe som ligner veldig på dette med litt andre designvalg. Bruce Halcro Candy hadde sine greier, og så har du anonyme konstruktører i Benchmark og Boulder, for å nevne noen.
https://www.hypex.nl/img/upload/doc/an_wp/WP_Ncore_Technology.pdf
https://www.neurochrome.com/modulus-86-rev-2-1/
http://halcro.com/wp-content/uploads/2015/10/HALCRO_TECHNICAL_PAPER.pdf
https://benchmarkmedia.com/products/benchmark-ahb2-power-amplifier

Fellestrekket er at man ser konstruksjonen som anvendt kontrollteori for å optimere målbare egenskaper. Men hvorfor skulle en produsent ta seg bryderiet med reell teknologiutvikling hvis kundene er villig til å betale minst like mye penger for de samme gamle kretsene i ny innpakning kombinert med en shaggy dog story fra markedsføringsavdelingens side? Dette som vi holder på med krever jo at man legger ned litt arbeid i å forstå hvordan dingsene egentlig fungerer. Og kanskje ingeniører med den nødvendige kapasiteten til å gjøre noe lignende heller bruker arbeidstiden sin i andre deler av elektronikkindustrien enn hifi? Kontrollteorien bak denne forsterkerkretsen er jo en ren bagatell sammenlignet med hva som skal til f eks for at SpaceX skal lande en av sine raketter igjen på utskytningsrampen etter bruk. Vi greide oss med Bode-plott og annen klassisk kontrollteori fra 1930-tallet her. I aerospace må det litt mer til, og da er det kanskje litt mer rom for lønnsforhandlinger også. Men dette er et morsomt hobbyprosjekt.

 

[Olav2]

Det er det jo. Bruno Putzeys i Hypex gjorde noe lignende i NCore, Tom Christensen i Neurochrome gjør noe som ligner veldig på dette med litt andre designvalg. Bruce Halcro Candy hadde sine greier, og så har du anonyme konstruktører i Benchmark og Boulder, for å nevne noen.
(...)
Men hvorfor ta seg bryderiet med reell teknologiutvikling hvis kundene er villig til å betale minst like mye penger for de samme gamle kretsene i ny innpakning, kombinert med en shaggy dog story fra markedsføringsavdelingens side? Dette som vi holder på med krever jo at man legger ned litt tankearbeid i det.

Sant. Var vel mer noe i tråd med det siste jeg mente: Dersom man kan få til så gode forsterkere basert på helt enkle kretskort bare ved å ha to smarte hoder, samt å legge ned en en del tanke- og utviklingsarbeid... så skjønner jeg bare ikke hvorfor det fortsatt selges såpass mange forsterkere som måler betydelig dårligere. Eller hvorfor folk kjøper dem.

 

[Olav2]

Neurochrome hadde jeg ikke hørt om før forresten. De var jo ikke veldig kraftige, men du verden for noen spesifikasjoner den har.

 

[Bjørn ("Orso")]

Et viktig moment er at mange audiofile tror bruk av feedback fører til noe negativt og dermed vil heller ikke produsenter gjøre noe slikt. Man tilpasser seg helst meningene blant audiofile, selv om de er feile. Bruno har forøvrig nevnt at med en klasse A forsterker og mye feedback, så kunne man ha oppnådd enda lavere forvrengning enn med klasse D.
Og et annet argument er at mange audiofile ikke ønsker virkelig transparent elektronikk. En nøytral låtende forsterker er ikke ensbytende med god lyd for mange.

 

[Asbjørn]

Neurochrome hadde jeg ikke hørt om før forresten. De var jo ikke veldig kraftige, men du verden for noen spesifikasjoner den har.

Yes. Men vi slår den.

 

[Asbjørn]

Tid for litt ettertanke. Vi kan ha kommet i skade for å lage en av verdens beste forsterkere i klassen rundt 100 watt, ihvertfall hva målbare parametre angår, allerede i andre prototyperunde. Det er et bra utgangspunkt for videre forbedring før vi begynner på oppdatert layout.

Armand nevnte firelags PCB for bedre skjerming. Vi har allerede sett at endret ruting av strømførende ledninger på kortet påvirker THD ved høye frekvenser, så det er nok en god idé. Forhåpentligvis vil det bidra til å flate ut THD med frekvens.

En annen begrensning er hvor hardt vi kan kjøre på med NFB i ytre loop før tingen begynner å oscillere ved ca 100 kHz. Hver dB ekstra her betyr en tilsvarende reduksjon i THD+N ved alle frekvenser. Hypotesen er at sagging i railspenningen til utgangstrinnet har noe med saken å gjøre. For å se om vi kan presse den litt hardere kan vi se nærmere på avkoblingskondensatorene for utgangstrinnet. Da kan vi enten ofre en brun høne til hifi-gudene, sette inn new old stock Black Gate-kondensatorer overalt og hevde at nå lyder alt så meget bedre, eller forsøke å forstå hva som skjer og gjøre noe med det. Hittil i prosjektet har vi hatt brukbare resultater med den andre fremgangsmåten, så vi bør kanskje holde oss til den.

En LM4780 er en nokså langbeint sak. Den ultimate begrensningen vil være induktans og seriemotstand i komponentpinnene. La oss si at det er tilsammen 15 mm fra kretskortet og inn til den egentlige IC'en inni plasten. Vi antar 0,1 mOhm og 1 nH pr millimeter. Vi prøver først uten noen avkoblingskondensator i det hele tatt, bare 20 cm 0,5 mm2 ledning rett tilbake til en ideell strømforsyning. Vi modellerer IC'en som et strømtrekk som drar 1 A fra kretsen, og så måler vi spenningsfallet over IC'en ved ulike frekvenser. Med 1 A strømtrekk er U = Z I og I = 1, så impedansen i Ohm er den samme som spenningsfallet i volt:

Ved lave frekvenser defineres impedansen av seriemotstanden i ledning og komponentben, og ved høye frekvenser øker impedansen pga induktansen. Hvis vi forestiller oss en ideell avkoblingskondensator på 1000 uF rett på pinnene, uten noen ESR eller ESL, og med samme ledning tilbake til en like ideell strømforsyning kan det bli slik:

Nå treffer vi ca 0,1 Ohm impedans ved 1 MHz. Bedre avkobling enn dette får vi ikke til, men den kondensatoren er dessverre ikke oppfunnet ennå. Samme kan det være, for en så udempet resonans vil vi helst ikke ha. Med en mer realistisk kondensator blir det slik:

Her har vi også tatt hensyn til at en kondensator tar litt plass og at det må være noen millimeter trace fra kondensatoren og bort til IC'en. Den reduserer i det minste impedansen ved 1 MHz fra ca 2 ohm uten noen kondensator der i det hele tatt til ca 0,8 ohm, men impedansen øker fortsatt med frekvens fra øverst i audiobåndet og fasen begynner å rotere ganske tidlig. Resonansfrekvensen ligger like under 10 kHz et sted. I et bredt bånd fra ca 1 kHz til ca 20 kHz blir impedansen litt lavere enn uten noen kondensator der, men under 1 kHz må fortsatt strømforsyningen levere varene på egen hånd. Der er det er fortsatt seriemotstanden som begrenser, eller i praksis utgangsimpedansen på en ikke-ideell strømforsyning i den andre enden av ledningen.

 

[LMC]

kommer et musikk ut av dette prosjektet og, eller bare måledata?

 

[Asbjørn]

Det vil jo vise seg etterhvert.

Først må vi bypasse de avkoblingskondensatorene med noen mindre greier. Databladet for LM3886 foreslår 10 uF tantal og 100 nF filmkondensator. Da blir det kanskje slik:

Den tantalen gjør ikke så mye av seg, filmkondensatoren gjør et eller annet langt oppe i megahertzene, men det skjedde egentlig ikke så mye til eller fra.

Avkoblingsskjemaet vi har i Bifrôst-prototypen nå bruker en større og en mindre elektrolytisk kondensator og noen små 0805 overflatemonterte X7R keramikkondensatorer for høyfrekvensavkobling. Murata har nedlastbare Spice-modeller for keramikkene, men det er vanskelig å finne eksakte data på elektrolyttene. Med litt gjetting på ESR og ESL blir det kanskje slik:

Det er fortsatt et nokså stort sprang mellom der elektrolyttene virker i båndet 1-100 kHz og der keramikkene holder til rundt 1 MHz. Impedansen ser ikke så verst ut, bedre enn med datablad-løsningen, men jeg vet ikke helt hva 55 grader fasedreining ved 100 kHz har å si. TI's Spice-modell av en LM3886 inkluderer ikke ugagn på strømforsyningen, så det er ingen måte å simulere det på heller. Det er neppe en spesielt god ting.

 

[Asbjørn]

Tom Christensen (Neurochrome) har allerede sett ganske nøye på dette: Taming the LM3886 Chip Amplifier: Supply Decoupling

Han foreslår en avkobling med standard 1000 uF elektrolytt, 22 uF OS-CON polymerelektrolytt og 4,7 uF X7R keramisk. Det ser ikke så høggær'nt ut:

OS-CON'en faller nokså midt mellom elektrolytten og keramikken og jevner ut impedanskurven en hel del. Det er heller ingen fasedreining ved 100-150 kHz, men det er fortsatt litt ujevnhet øverst i audiobåndet og oppover mot 100 kHz. Panasonic: Conductive Polymer Aluminum Solid Capacitors (OS-CON)

Hvis vi i stedet prøver litt andre komponentverdier, f eks 82 uF || 22 uF OS-CON og en overflatemontert 4,7 uF keramikk, og Spice-modeller nedlastet fra Panasonic og Murata, kan vi få noe slikt som dette:

Hvis vi i tillegg bruker 10 uF || 4,7 uF || 1 uF keramisk kan det bli sånn:

Nå er det seks state-of-the-art kondensatorer pr rail her, en low ESR electro, to OS-CON og tre MLCC. Dette begynner å bli high end prismessig. OS-CON kondensatorene koster hhv 12 og 9 kroner stykket hos Mouser. I det minste er dette fortsatt en del billigere enn NOS Rubycon Black Gates. Likevel blir supplyimpedansen øverst ved 10 MHz samme 1 ohm og 90 grader fasedreining. Den minste MLCC'en gjør nesten ingen forskjell. En LM3886 eller LM4780 er ingen overflatemontert komponent. Vi greier ikke å plassere en avkoblingskondensator nærmere selve IC'en enn benlengden. Over ca 1 MHz er det den som bestemmer.

Hvis vi dropper 1 uF MLCC'en og i stedet finjusterer noen trace-lengder for å isolere de enkelte kondensatorene passe mye fra hverandre og for å få 4,7 uF MLCC'en så nær komponentpinnene som mulig kan vi kanskje få til noe sånt som dette:

Nokså flat impedans under 0,03 Ohm til ca 120 kHz og under 0,05 Ohm til ca 700 kHz. Det er også ved ca 700 kHz at open loop gain passerer null for en typisk LM4780 i den indre loopen i Bifrôst, så det passer bra med flat supplyimpedans dit. Dessuten er den simulerte impedansen under 0,1 Ohm helt til 1 MHz, men det hviler på nokså mange forutsetninger om komponenttoleranser og traceimpedanser.

Observasjon: Det er ikke så mye kapasitansverdien, men den parasittiske resistansen og induktansen som utgjør forskjellene i disse simuleringene. Noen millimeter forskjell i trace-lengder fra eller til har også stor betydning ved høye frekvenser.

 

[Armand]

Det blir en bestilling av 35V OS-CON og X7R i nærmeste fremtid. De jeg hadde liggene i hyllene her går bare opp til 16V. Ved 100kHz har vi allerede i dag 4 stk. kondiser med 30mOhm impedans som i teorien skulle gi rundt 8mOhm, men det ser ut til at det er en del å hente i området mellom 100kHz og 1MHz med tøffere kondiser.
Jeg skal også se om jeg kan få satt opp en målerigg som kan kontrollere impedansen på kretskortet med de forskjellige kondisene.
En annen litt uortodoks ting vi kunne gjort er å trimme alle beina på utgangstrinnet ned til 4mm og lage et kretskort som passer til dette. Men da begynner det å bli vel sært..

 

[Asbjørn]

Det ville vært riktig interessant om det gikk å måle impedansen på kortet. Simuleringen er såpass følsom for små endringer i antagelser om motstand og induktans i traces at jeg ikke er helt trygg på resultatene der. Det som fort dominerer impedansen er trace induktans, så 30 mOhm ESR kan se helt forskjellig ut fra IC'en om den er noen millimeter nærmere eller lengre fra. Det skal ikke mange millimetrene trace til før kondensatorene ikke lenger summerer seg i parallell ved frekvenser på et par hundre kHz og oppover.

Jeg tror vi bør ha ca 700 kHz som en slags designfrekvens for avkoblingen og forsøke å holde impedansen så lav og flat som mulig opp dit. Over 1-2MHz er det kjørt uansett med denne lengden på komponentbena. (Trimmede komponentben låter litt vel sært, ja.)

Denne beskriver dekobling for digitale IC'er, men prinsippene blir jo de samme. Kap 6 og 7 ser relevant ut:
http://www.murata.com/~/media/webrenewal/support/library/catalog/products/emc/emifil/c39e.ashx

 

[Midas]

Ja, lurer på om ikke det skal gå an å måle impedansen på kortet. Har dere tilgang på en nettverksanalysator? Vi hadde problemer med jordstøy på et multilagskort på jobb husker jeg, og da ble det satt opp en måling av impedansen i jordplanet. Resultatet viste seg å være litt for dårlig kobling (vias) mellom topp-side og bunn-side jordplan, samt at de viaene som var satt opp var så pent og estetisk plassert at noen av de gav antenne-virkning.

De fleste nettverksanalysatorer går vel ikke så langt ned i frekvens som det dere har behov for, 9kHz er vel en velkjent grense om jeg ikke husker feil.

*edit* Lesestoff:
http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5989-5935EN.pdf
http://www.electrical-integrity.com/Paper_download_files/DC99_ProbesAndSetup_slides.pdf

 

[Armand]

Ja, lurer på om ikke det skal gå an å måle impedansen på kortet. Har dere tilgang på en nettverksanalysator? Vi hadde problemer med jordstøy på et multilagskort på jobb husker jeg, og da ble det satt opp en måling av impedansen i jordplanet. Resultatet viste seg å være litt for dårlig kobling (vias) mellom topp-side og bunn-side jordplan, samt at de viaene som var satt opp var så pent og estetisk plassert at noen av de gav antenne-virkning.

De fleste nettverksanalysatorer går vel ikke så langt ned i frekvens som det dere har behov for, 9kHz er vel en velkjent grense om jeg ikke husker feil.

*edit* Lesestoff:
http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5989-5935EN.pdf
http://www.electrical-integrity.com/Paper_download_files/DC99_ProbesAndSetup_slides.pdf

Takk for lesestoff. 9kHz er mer enn godt nok. Under 9kHz er verden mye enklere og det vil være størrelsen på power supply og de store kondensatorene som avgjør impedansen. Jeg har sendt forespørsel om lån av en nettverksanalysator.
I mellomtiden tenkte jeg å sette opp testen på en annen måte.
1. Jeg lodder en coax mellom powerbeinet og jordplanet og driver dette med en signalgenerator opp til 10MHz
2. Jeg måler på samme sted med et oscilloscop.

Da kan man finne amplituden, men ikke fasen. For å få en inikasjon på fasen kan jeg prøve meg med en seriemotstand fra generatoren og måle med andre kanalen på scopet der.

EDIT: Da har jeg fått tak i en 3588A Spectrum Analyzer. Den går fra 10Hz til 150MHz og da burde vi være dekket

 

[Armand]

Simulering av kondensatorer

Jeg hater å være dårligere enn Asjørn så jeg har simulert litt jeg også.

Jeg har gjort målinger av banetykkelse og lengder på kretskortet og gjort beregninger av induktans og resistans. Alle parametere jeg klarer å få nogenlunde oversikt over er med. Jeg har her tatt hensyn til at de forskjellige powerpinnene har forskjellig lengde bort til hovedreservoaret som er på 1800uF og vil dermed få litt forskjellig impedansforløp.
Modellene av kondensatorene er lastet ned fra produsentenes sider. (Panasonic OS_CON og TDK X7R chip cap.)
Jeg har brukt 2 stk. OS-CON 39uF, 2stk.OS-CON 82uF, 5 stk. stkTDK 10uF X7R og 2 stk. TDK 1uF

Impedansforløpet er ganske likt det Asbjørn simulerte tidligere med noen mindre forskjeller.

Dette er den øverste grafen der den grønne kurven viser impedansen på pinnene som ligger nærmest hovedreservoaret. Rød er fase. Vi ser at vi der her helt nede på 10mOhm ved 50kHz, 20mOhm til 200kHz, og 53mOhm ved 700kHz.

Dette er den nederste grafen som viser impedansen på pinnene som ligger lengst unna hovedreservoaret på 1800uF og som også må gå via en 4cm ledning. Vi ser at vi der er nede på 15mOhm ved 10kHz og 150kHz, 20mOhm ved 200kHz, og 58mOhm ved 700kHz.

Den minste kondensatoren på 1uF har nesten ingenting å si i simuleringene.

Det er interessant å se hva små forskjeller på valg av kondensator har å si på impedans og faseforløp. Det skulle ikke forundre meg mye om vi kan hente en god del stabilitet ved å optimalisere dette. I denne sammenhengen er simulering et nyttig verktøy for å forutse og lære seg kretsen litt å kjenne. Men det er som tidligere påpekt så mange variabler at den endelige sannhet får man bare ved å gjøre målinger i praksis. Nettverksanalysatoren er underveis Får bare håpe jeg klarer å bruke den.

Hvordan oppfører f.eks utgangstrinnet seg hvis to av powerpinnene har helt forskjellig fasedreining og impedans ved en viss frekvens?
Det kan hende det ikke har noe særlig å si, det kan også hende at at en skjevhet kan slå positivt ut. Men mest sannsynlig vil det nok være en fordel hvis impedansen på alle powerpinner har et nogenlunde likt forløp uten for store sprang i fasen.

Jeg bestiller et lite knippe kondiser i området 1-100uF og så får vi se.

 

[Armand]

Simulert impedansforløp i dagens versjon

Dette er impedans og faseforløpet vi har i dag.

Opp til 100kHz er impedansen grei, men ved 100kHz er fasen dreid med 54 grader. Med nye tøffere kondiser bør det være mulig å komme vesentlig nærmere 0 grader ved 100kHz. Den oscilleringen vi blir utsatt for skjer nettopp i dette området og det blir spennende å se hva som skjer da.

Vi ser også at ved 700kHz er impedansen i dag 131mOhm. Her kommer vi ned til rundt 50mOm med nye kondiser.